开关电源及其输出电流的调节方法 【技术领域】
本发明涉及电源领域， 尤其涉及一种开关电源及其输出电流的调节方法。背景技术 开关电源由于可以产生稳定的输出电压且具有较高的转换效率， 受到广泛应用。 开关电源主要由脉冲频率调制 (PFM， Pulse Frequency Modulation) 控制器及功率晶体管 组成， 通过控制功率晶体管的开通和关断来产生稳定的输出电压。
参见图 1， 该图为现有技术中一种典型的恒流输出反激式开关电源。
开关电源 100 主要包括 PFM 控制器 101、 功率晶体管 102、 采样电阻 103、 副边线圈 电流过零检测电阻 109 和 110 以及变压器 115。其中， 变压器 115 包括原边线圈 104， 副边 线圈 105 和辅助线圈 106。
交流输入电压 Vac 经整流桥 108 整流后输入至第一滤波电容 114， 所述第一滤波电 容 114 上的第一直流电压 Vin 为整个电路工作供电。所述第一滤波电容 114 上的第一直流
电压 Vin 经启动电阻 112 输入至 PFM 控制器 101 的供电端 VCC， 电容 116 为所述供电端 VCC 与地端 GND 之间的滤波电容。电容 116 被启动电阻 112 充电至启动电压后， PFM 控制器 101 开始工作。另外， 辅助线圈 106 上的电压经整流二极管 113 对所述电容 116 充电， 从而维持 所述 PFM 控制器 101 工作时所需的电压。在所述开关电源 100 工作时， 副边线圈 105 上的 电压经二极管 107 整流后对第二滤波电容 117 充电， 所述第二滤波电容 117 上的第二直流 电压 Vout 为外接负载提供所需的电压， 其中， 电阻 111 并联在所述第二滤波电容 117 两端 作为泄放电阻。
所述 PFM 控制器 101 的驱动端 OUT 连接至功率晶体管 102 的控制端， 使功率晶体 管 102 做高频率的开关动作。采样电阻 103 与功率晶体管 102 串联后接地， 用于对原边线 圈 104 中流过的原边电流的采样， 并将采样转换后得到的采样电压传输至 PFM 控制器 101 的峰值电流检测端 Vcs。
所述副边线圈 105 两端的电压依匝数比被反映到辅助线圈 106 上。辅助线圈 106 上的电压通过过零检测电阻 109 和 110 分压后得到反馈电压， 所述反馈电压传输至 PFM 控 制器 101 的副边电流过零检测端 Vfb。
图 2 为图 1 所示的恒流输出反激式开关电源 100 工作时的信号波形， 其中， Vfb 表 示所述副边电流过零检测端 Vfb 接收到的反馈电压， Ip 表示所述原边线圈 104 中通过的原 边电流， Is 表示所述副边线圈 105 中通过的副边电流， Vcs 表示所述峰值电流检测端 Vcs 接 收到的采样电压， OUT 表示所述驱动端 OUT 输出的驱动电压， 下面结合图 1 和图 2 进行详细 说明。
依据变压器 115 中各线圈的同名端关系， 电流过零检测端 Vfb 接收到的反馈电压 的电压波形与副边线圈 105 两端的电压波形相似， 其电压幅值由辅助线圈 106 和副边线圈 105 匝数比以及过零检测电阻 109 和 110 的阻值比决定。当副边线圈 105 导通时， 副边电流 Is 流过副边线圈 105， 此时反馈电压为正电压， PFM 控制器 101 记录反馈电压为正电压的持续时间为导通时间 Ton， 代表副边线圈 105 导通时间的长短。在导通时间 Ton 期间， 副边电 流 Is 以某个斜率下降， 当副边电流 Is 下降到零时， 反馈电压以自由振荡的方式下降并过零 点， 如图 2 中的时间点 A。当 PFM 控制器 101 检测到输入至电流过零检测端 Vfb 的反馈电压 过零时， PFM 控制器 101 终止导通时间 Ton 的记录过程， 同时开启关断时间 Toff 的记录， 关 断时间 Toff 代表副边线圈 105 关断的持续时间长短。其中， 副边线圈 105 的导通是指其中 有电流通过 ( 即副边电流 Is 不为 0)， 而其关断是指其中没有电流通过 ( 即副边电流 Is 为 0)。在关断时间 Toff 期间的时间点 B， PFM 控制器 101 的驱动端 OUT 产生的驱动电压为高 电平， 使功率晶体管 102 导通。在功率晶体管 102 导通期间， 流过原边线圈 104 的原边电流 Ip 以某个斜率上升。原边电流 Ip 流过采样电阻 103， 从而在采样电阻 103 上产生相应的采 样电压， 所述采样电压传输至 PFM 控制器 101 的峰值电流检测端 Vcs。当线性上升的采样 电压超过 PFM 控制器 101 内部设定的阈值电压 Vth 时， PFM 控制器 101 的驱动端 OUT 产生 的驱动电压转变为低电平， 将功率晶体管 102 关断， 同时关断时间 Toff 的记录过程终止， 而 导通时间 Ton 的记录过程重新开启。由此， 关断时间 Toff 期间储存在原边线圈 104 中的能 量， 在下一个开关周期的导通时间 Ton 期间被释放到副边线圈 105 中， 开关电源进入下一个 开关周期。 依据图 2 中的信号波形所示， 开关电源 100 的开关周期为上述导通时间 Ton 与关 断时间 Toff 之和， 开关电源 100 所输出到负载的平均电流 Iavg 即为副边线圈 105 导通电 流 Is 在开关电源 100 开关周期内的平均值 ； 副边电流 Is 的平均值与导通时间 Ton 开始时 刻的峰值电流 Isk 有关， 副边线圈 105 的峰值电流 Isk 由关断时间 Toff 结束时刻原边线圈 104 的峰值电流 Ipk 及原边线圈 104 和副边线圈 105 的匝数比决定， 而原边线圈 104 的峰值 电流 Ipk 由 PFM 控制器 101 内部的阈值电压 Vth 和采样电阻 103 决定。
当阈值电压 Vth 固定， 采样电阻 103 的阻值 Rcs 固定， 原边线圈 104 的匝数 Np 和 副边线圈 105 的匝数 Ns 固定时， 开关电源 100 输出的平均电流 Iavg 可以用公式 (1) 表示 为：
现有技术中， PFM 控制器 101 的内部控制电路使得导通时间 Ton 与关断时间 Toff 的比值为固定值， 因而根据公式 (1)， 平均电流 Iavg 的值也为固定值， 由此使开关电源 100 输出的电流保持恒定。
上述技术方案中开关电源 100 的恒流输出的控制是通过检测原边线圈 104 的电信 号来实现的， 而无需对开关电源 100 的输出电流进行采样， 因而被称为原边控制技术。此技 术的优点是 ： 无需对开关电源 100 的输出电流 ( 即副边线圈 105 中的电流 ) 进行采样从而 省去基于光电耦合器的隔离反馈电路。此技术的缺点是 ： PFM 控制器 101 的内部电路确定 以后， 固定的导通时间 Ton 与关断时间 Toff 比值使得产生的输出电流为恒定值， 不能根据 实际需求进行调节。
现有技术中还包括另一种开关电源， 通过采样输出电流并经由光电耦合器隔离反 馈产生反馈信号输入至 PFM 控制器， PFM 控制器依据外部控制信号与反馈信号改变驱动电 压信号的占空比， 从而实现输出电流调节。 此技术的缺点是 ： 必须采样输出电流并由光电耦
合器隔离反馈， 由此导致电路复杂且成本增加 ； 输出电流的采样电阻导致电源系统的效率 下降 ； 输出电流采样信号的信噪比在小电流时劣化， 导致输出电流较小时控制精度变差。 发明内容 本发明解决的问题是提供一种开关电源及其输出电流的调节方法， 改善开关电源 的输出电流的调节灵活度。
为解决上述问题， 本发明提供了一种开关电源， 包括变压器、 脉冲频率调制控制器 和开关晶体管， 其中，
所述变压器包括原边线圈、 副边线圈和辅助线圈， 所述副边线圈与所述原边线圈 耦合， 所述辅助线圈与所述副边线圈耦合 ；
所述开关晶体管包括控制端、 第一端和第二端， 所述控制端输入驱动电压， 第一端 连接所述原边线圈的输出端 ；
所述脉冲频率调制控制器输入反馈电压和采样电压， 所述反馈电压与所述辅助线 圈输出的电压关联， 所述采样电压与所述开关晶体管的第二端的电压关联， 所述脉冲频率 调制控制器还输入控制信号， 所述脉冲频率调制控制器根据所述反馈电压、 采样电压和控 制信号产生所述驱动电压， 用于控制开关晶体管切换所述原边线圈的导通或关断， 以调整 所述副边线圈的导通时间与关断时间。
可选的， 所述开关电源还包括整流二极管和滤波电容， 所述整流二极管的输入端 连接所述副边线圈的一端， 所述整流二极管的输出端和所述副边线圈的另一端分别连接所 述滤波电容的两端， 用于对所述副边线圈中的电流进行整流。
可选的， 所述脉冲频率调制控制器包括定时电容和控制单元， 用于实现根据所述 反馈电压、 采样电压和控制信号产生所述驱动电压， 其中， 所述定时电容用于对所述副边线 圈的导通时间和关断时间进行定时， 其两端的定时电压用于产生所述驱动电压 ； 所述控制 单元根据所述控制信号、 反馈电压和采样电压产生供所述定时电容充电的充电电流和放电 的放电电流， 所述充电电流的持续时间为所述副边线圈的关断时间， 所述放电电流的持续 时间为所述副边线圈的导通时间。
可选的， 所述控制单元包括 ：
充放电控制单元， 根据所述反馈电压、 采样电压和定时电压产生充放电控制信号 和所述驱动电压， 所述充放电控制信号包括交替的第一电压和第二电压， 所述第一电压的 持续时间为所述充电电流的持续时间， 所述第二电压的持续时间为所述放电电流的持续时 间；
电流产生单元， 根据所述控制信号和充放电控制信号产生所述充电电流和放电电 流。
可选的， 所述电流产生单元包括 ：
充电电流产生单元， 根据所述控制信号产生第一充电电流， 在所述充放电控制信 号为第一电压时将所述第一充电电流作为充电电流输出 ；
放电电流产生单元， 根据所述控制信号产生第一放电电流， 在所述充放电控制信 号为第二电压时将所述第一放电电流作为放电电流输出。
可选的， 还包括第一电阻设定端， 所述电流产生单元还包括 ：
第一电流产生器， 根据输入所述第一电阻设定端的信号产生第一基准电流 ；
第二电流产生器， 根据所述控制信号产生第二基准电流 ；
所述充电电流产生单元包括 ：
第一电流镜像器， 对所述第一基准电流镜像后产生第一电流 ；
第二电流镜像器， 对所述第二基准电流镜像后产生第二电流 ；
其中， 所述第一电流和第二电流进行减法运算后产生所述第一充电电流 ；
所述放电电流产生单元包括 ：
第三电流镜像器， 对所述第一基准电流镜像后产生第三电流 ；
第四电流镜像器， 对所述第二基准电流镜像后产生第四电流 ；
其中， 所述第三电流和第四电流进行加法运算后产生所述第一放电电流。
可选的， 所述充放电控制单元包括 ：
第一比较器， 将所述反馈电压与第二基准电压进行比较， 产生反馈比较信号 ；
第二比较器， 将所述采样电压与第三基准电压进行比较， 产生采样比较信号 ；
副边电流通断定时器， 接收所述定时电压、 反馈比较信号和采样比较信号， 产生所 述驱动电压和充放电控制信号。
可选的， 还包括偏置电流源， 根据所述控制信号产生偏置电流， 所述偏置电流输入 所述偏置电阻和采样电阻， 对所述采样电压进行调节。
为解决上述问题， 本发明提供了一种开关电源输出电流的调节方法， 所述开关电 源包括具有原边线圈、 副边线圈和辅助线圈的变压器， 所述副边线圈与所述原边线圈耦合， 所述辅助线圈与所述副边线圈耦合， 所述副边线圈的输出电流为所述开关电源的输出电 流， 包括 ： 根据反馈电压、 采样电压和控制信号切换所述原边线圈的导通或关断， 以调整所 述副边线圈的导通时间与关断时间， 其中， 所述反馈电压与所述辅助线圈输出的电压关联， 所述采样电压与所述原边线圈输出的电流关联。
可选的， 根据反馈电压、 采样电压和控制信号切换所述原边线圈的导通或关断包 括： 使用定时电容的充放电过程对所述副边线圈的导通时间和关断时间进行定时 ； 通过调 整所述定时电容的充电电流和放电电流控制所述定时电容的充电时间和放电时间， 所述充 电电流的持续时间为所述副边线圈的关断时间， 所述放电电流的持续时间为所述副边线圈 的导通时间。
可选的， 还包括 ： 对所述采样电压的电压值进行调整， 以调整所述原边线圈输出的 电流的峰值。
可选的， 对所述采样电压的电压值进行调整包括 ： 根据所述控制信号产生偏置电 流； 将所述偏置电流转换成偏置电压 ； 将所述偏置电压与所述采样电压叠加。
与现有技术相比， 本技术具有以下优点 ：
本技术方案的开关电源及其输出电流的调节方法通过控制信号对副边线圈的导 通时间和关断时间进行调整， 从而改变了导通时间和关断时间之间的比值， 因此改善了开 关电源的输出电流的调节灵活度。
另外， 本技术方案还通过调整采样电压的电压值以调整原边线圈的峰值电流， 进 而调整副边线圈的峰值电流， 从而改善了开关电源的输出电流的调节灵活度。附图说明
图 1 是现有技术的一种开关电源的结构示意图 ； 图 2 是图 1 所示开关电源的信号波形示意图 ； 图 3 是本发明实施例的开关电源的结构示意图 ； 图 4 是图 3 所示结构中的 PFM 控制器的一种结构示意图 ； 图 5 是图 4 所示结构中的模块 301 的电路结构图 ； 图 6 是图 4 所示结构中的模块 302 的电路结构图 ； 图 7 是本发明实施例的开关电源的信号波形示意图 ； 图 8 是本发明实施例的开关电源的控制信号 - 输出电流特性曲线图 ； 图 9 是图 3 所示结构中的 PFM 控制器的另一实施例的结构示意图。具体实施方式
为使本发明的上述目的、 特征和优点能够更为明显易懂， 下面结合附图和实施例 对本发明的具体实施方式做详细的说明。
现有技术的开关电源中， 由于其电路结构固定后使得副边线圈的导通时间与关断 时间的比值为固定值， 根据公式 (1)， 其输出电流的平均值也为固定值， 无法根据实际应用 的需求进行调节， 灵活度较低。 而采用光电耦合器隔离反馈结构虽然能够调节输出电流， 但 是其电路复杂、 难以集成， 而且输出电流较小时控制精度较差。
本发明实施方式的开关电源包括 ： 变压器、 脉冲频率调制控制器和开关晶体管， 其中， 所述变压器包括原边线圈、 副边线圈和辅助线圈， 所述副边线圈与所述原边线圈 耦合， 所述辅助线圈与所述副边线圈耦合 ；
所述开关晶体管包括控制端、 第一端和第二端， 所述控制端输入驱动电压， 第一端 连接所述原边线圈的输出端 ；
所述脉冲频率调制控制器输入反馈电压、 采样电压和控制信号， 所述反馈电压与 所述辅助线圈输出的电压关联， 所述采样电压与所述开关晶体管的第二端的电压关联， 所 述脉冲频率调制控制器根据所述反馈电压、 采样电压和控制信号产生所述驱动电压， 用于 控制开关晶体管切换所述原边线圈的导通或关断， 以调整所述副边线圈的导通时间与关断 时间。
所述副边线圈的导通是指副边线圈上有电流输出， 副边线圈的关断是指副边线圈 上没有电流输出， 所述副边线圈的输出电流 ( 可以称之为副边电流 ) 的平均值为开关电源 的输出电流。
本发明的技术方案的开关电源中， 通过外部控制信号结合反馈电压和采样电压产 生驱动电压， 所述驱动电压用于控制原边线圈的导通或关断， 以调整副边线圈的导通时间 和关断时间， 从而改变了副边线圈的导通时间和关断时间的比值， 由此改善了开关电源的 输出电流 ( 即副边线圈的输出电流 ) 的调节灵活度， 而且结构简单易于集成。
参考图 3， 该图是本发明实施例的开关电源的结构示意图。
本实施例的开关电源 200 主要包括输入整流单元 200a、 输出整流单元 200b、 变压 器 215、 开关晶体管 202 和 PFM 控制器 201。
所述输入整流单元 200a 包括由四个二极管构成的整流桥 208 和输入滤波电容 214， 对输入的交流电压 Vac 进行整流， 产生输入电压 Vin， 所述输入电压 Vin 为直流电压。
所述变压器 215 为一反激式变压器， 包括原边线圈 204、 副边线圈 205 和辅助线圈 206， 所述原边线圈 204 的输入端接收所述输入电压 Vin， 所述副边线圈 205 与所述原边线圈 204 耦合， 所述辅助线圈 206 与所述副边线圈 205 耦合。
所述开关晶体管 202 包括控制端、 第一端和第二端， 开关晶体管可以为场效应晶 体管， 其第一端 ( 本实施例中为场效应晶体管的漏极 ) 连接所述原边线圈 204 的输出端， 其 控制端 ( 本实施例中为场效应晶体管的栅极 ) 输入所述 PFM 控制器 201 产生的驱动电压。 另外， 在本发明的其他实施例中， 所述开关晶体管 202 还可以为双极型晶体管， 其基极为所 述控制端， 其集电极为所述第一端， 其发射极为所述第二端。
所述 PFM 控制器 201 输入反馈电压、 采样电压和控制信号， 所述反馈电压与所述辅 助线圈 206 输出的电压关联， 其中所述采样电压与所述开关晶体管 202 的第二端的电压关 联， 所述 PFM 控制器 201 根据所述反馈电压、 采样电压和控制信号产生所述驱动电压， 用于 控制开关晶体管 202 切换所述原边线圈 204 的导通或关断， 以调整所述副边线圈 205 的导 通时间 Ton 与关断时间 Toff， 从而调整导通时间 Ton 与关断时间 Toff 的比值。 所述输出整流单元 200b 对所述副边线圈 205 中流过的副边电流进行整流， 具体包 括： 整流二极管 207、 滤波电容 217 以及电阻 211， 所述整流二极管 207 的输入端连接所述副 边线圈 205 的一端， 所述整流二极管 207 的输出端和所述副边线圈 205 的另一端分别连接 所述滤波电容 217 的两端， 用于对所述副边线圈 205 中的电流进行整流。 所述电阻 211 并联 在滤波电容 217 的两端， 用作泄放电阻， 当开关电源 200 的输出端 Vout 没有连接负载 ( 即 开路时 ) 进行电流泄放。
需要说明的是， 本实施例中所述副边线圈 205 连接整流二极管 217 的一端和原边 线圈 204 连接开关晶体管 202 的一端， 以及所述辅助线圈 206 的电压输出端为同名端。
所述采样电压通过采样电阻 203 与所述开关晶体管 202 的第二端的电压关联。所 述采样电阻 203 的一端连接所述开关晶体管 202 的第二端 ( 本实施中为场效应晶体管的例 为源极 )， 另一端接地， 对流过所述原边线圈 204 的原边电流 Ip 进行采样， 产生所述采样电 压。
另外， 所述输入电压 Vin 经由电阻 212 和电容 216 后输入至所述 PFM 控制器 201 的电源端 VCC 和地端 GND。所述辅助线圈 206 的电压输出端产生的电信号经过整流二极管 213 整流后也输入至所述电源端 VCC， 用以提供稳定的供电电压。
所述 PFM 控制器 201 的驱动端 OUT 连接至开关晶体管 202 的控制端， 输出所述驱动 电压使之做高频的开关动作。所述采样电阻 203 与开关晶体管 202 串联用于原边线圈 204 中的原边电流 Ip 的检测， 产生采样电压后输入至 PFM 控制器 201 的峰值电流检测端 Vcs。 本 实施例中所述采样电压还通过偏置电阻 220 与所述开关晶体管 202 的第二端的电压关联， 具体关联过程将在下文进行详细说明。
所述反馈电压通过分压单元 ( 本实施例中包括过零检测分压电阻 209 和 210) 与 所述辅助线圈 206 的电压输出端的电压关联， 所述辅助线圈 206 上的电压通过所述过零检 测分压电阻 209 和 210 分压后反馈到 PFM 控制器 201 的副边电流过零检测端 Vfb。
所述 PFM 控制器 201 还包括控制信号输入端 DIM， 用于接收控制信号 ( 如图 3 中
由可调电压源 221 提供 )。本实施例中的 PFM 控制器 201 还包括第一电阻设定端 RS1 和第 二电阻设定端 RS2， 其中第一电阻设定端 RS 1 连接第一电阻 218 的一端， 所述第一电阻 218 的另一端接地， 第二电阻设定端 RS2 连接第二电阻 219 的一端， 所述第二电阻 219 的另一端 接地。
需要说明的是， 本实施例中所述 PFM 控制器 201 内还集成有偏置电流源 ( 图中未 示出 )， 根据所述控制信号输入端 DIM 接收到的控制信号产生偏置电流， 所述偏置电流输入 所述偏置电阻 220 和采样电阻 203， 对所述峰值电流检测端 Vcs 接收到的采样电压进行调 节， 具体调节过程将在下文中进一步详细说明。
本实施例中， 所述 PFM 控制器 201 依据所述控制信号来调节开关电源 200 的副边 线圈 205 的导通时间 Ton 与关断时间 Toff， 从而调整导通时间 Ton 与关断时间 Toff 的比 值， 并通过对所述峰值电流检测端 Vcs 的采样电压的电压值进行调整来改变原边线圈 204 中流过的原边电流 Ip 的峰值， 进而调整副边线圈 205 中流过的副边电流 Is 的峰值。具体 的调节增益由所述第一电阻 218、 第二电阻 219、 偏置电阻 220、 采样电阻 203 以及 PFM 控制 器 201 的内部电路结构来决定。由此， 开关电源 200 输出电流的平均值 Iavg 可以被调节至 控制信号所对应的固定值， 此固定值与负载端的输出电压 Vout 及输入电压 Vin 无关。 图 4 为图 3 中所示 PFM 控制器 201 的内部电路结构示意图， 图 5 为图 4 所示模块 301 的内部电路结构示意图， 图 6 为图 4 所示模块 302 的内部电路结构示意图， 下面结合图 3 至图 6 进行详细说明。
所述 PFM 控制器 201 包括定时电容和控制单元， 所述定时电容用于对副边线圈 205 的导通时间 Ton 和关断时间 Toff 进行定时， 其两端的定时电压用于产生所述驱动电压 ； 所 述控制单元根据所述控制信号、 反馈电压和采样电压产生供所述定时电容充电的充电电流 和放电的放电电流， 所述充电电流的持续时间为所述副边线圈 205 的关断时间 Toff， 所述 放电电流的持续时间为所述副边线圈 205 的导通时间 Ton。
所述 PFM 控制器 201 中的控制单元包括 ： 充放电控制单元 ( 包括图 6 所示的模块 520b、 321 和 322)， 根据所述反馈电压、 采样电压和定时电压产生充放电控制信号 Tons 和所 述驱动电压， 所述充放电控制信号 Tons 包括交替的第一电压和第二电压， 所述第一电压的 持续时间等于所述充电电流的持续时间， 所述第二电压的持续时间等于所述放电电流的持 续时间 ； 电流产生单元 ( 包括图 4 所示的模块 301 和图 6 所示的模块 520a)， 根据所述控制 信号和充放电控制信号 Tons 产生所述充电电流和放电电流。
所述电流产生单元包括 ： 充电电流产生单元 ( 包括图 4 所示的 313、 314、 318 和图 6 所示的 505、 503)， 根据所述控制信号产生第一充电电流 Ich， 在所述充放电控制信号 Tons 为第一电压时将所述第一充电电流 Ich 作为充电电流输出 ； 放电电流产生单元 ( 包括图 4 所示的 315、 316、 319 和图 6 所示的 506)， 根据所述控制信号产生第一放电电流 Idis， 在所 述充放电控制信号 Tons 为第二电压时将所述第一放电电流 Idis 作为放电电流输出。
本实施例中所述驱动电压由输出端 PFM 传输至一驱动器 304 进行放大后输出至所 述 PFM 控制器 201 的输出端 OUT。另外， 所述 PFM 控制器 201 中还包括电源偏置单元 303， 用于对所述供电端 VCC 和地端 GND 之间的供电信号进行处理， 产生所需的电源信号、 参考电 压 ( 如图 4 中 V1、 V2、 V3) 等。
下面参考图 4 本实施例中所述电流产生单元做进一步的详细说明。图 4 中的模块
301 包括四个信号输入端 ( 第一输入端、 第二输入端、 第三输入端和第四输入端 ) 以及三个 信号输出端 ( 第一输出端、 第二输出端和第三输出端 )。
所述第一输入端接收第一基准电压 V1 ； 第二输入端连接所述第一电阻设定端 RS 1； 第三输入端连接所述控制信号输入端 DIM ； 第四输入端连接所述第二电阻设定端 RS2。
所述第一输出端连接模块 302 的输入端 Ch ； 第二输出端连接模块 302 的输入端 Dis ； 第三输出端连接所述峰值电流检测端 Vcs。
所述电流产生单元包括模块 301 中的 ： 第一电流产生器 310， 根据输入所述第一电 阻设定端 RS1 的信号 ( 通过所述第一电阻 218) 和第一基准电压 V1 产生第一基准电流 Ia ； 第二电流产生器 312， 根据输入至所述控制信号输入端 DIM 的控制信号 Vdim 和输入所述第 二电阻端 RS2 的信号 ( 通过所述第二电阻 219) 产生第二基准电流 Ib ； 充电电流产生单元， 根据所述充放电控制信号 Tons 产生定时电容的充电电流 ； 放电电流产生单元， 根据所述充 放电控制信号 Tons 产生定时电容的放电电流。
其中， 所述充电电流产生单元包括 ： 第一电流镜像器 313， 对所述第一基准电流 Ia 镜像后产生第一电流 m1*Ia ； 第二电流镜像器 314， 对所述第二基准电流镜 Ib 像后产生第二 电流 m2*Ib， 其中所述第一电流 m1*Ia 和第二电流 m2*Ib 通过电流减法器 318 进行减法运算 后产生所述第一充电电流 Ich。
所述放电电流产生单元包括 ： 第三电流镜像器 315， 对所述第一基准电流 Ia 镜像 后产生第三电流 m3*Ia ； 第四电流镜像器 316， 对所述第二基准电流 Ib 镜像后产生第四电流 m4*Ib ； 其中， 所述第三电流 m3*Ia 和第四电流 m4*Ib 通过电流加法器 319 进行加法运算后 产生所述第一放电电流 Idis。
另外， 所述电流产生单元还包括模块 301 中的反相放大器 311， 用于对控制信号 Vdim 进行反相放大后产生反相控制信号。因此， 本实施例中所述第二电流产生器 312 的输 入信号为所述反相控制信号而非控制信号 Vdim 本身。
本实施例中的电流产生单元中还包括第五电流镜像器 317， 用作所述偏置电流源， 对所述第二基准电流 Ib 进行镜像后生成第五电流 m5*Ib( 即偏置电流 Ivcs)， 传输至所述峰 值电流检测端 Vcs 后输入至所述偏置电阻 220 和采样电阻 203， 在所述偏置电阻 220 上产生 偏置电压， 与所述采样电阻 203 上的采样电压叠加后， 对输入至所述峰值电流检测端 Vcs 的 电压进行调整。 需要说明的是， 所述偏置电流 Ivcs 同时也流入所述采样电阻 203， 使得采样 电阻 203 中通过的电流为偏置电流 Ivcs 和原边线圈 204 中的原边电流 Ip 之和， 但是， 在优 选的实施例中， 所述偏置电阻 220 的电阻值 ( 一般为数百欧姆至数千欧姆 ) 远大于采样电 阻 203 的电阻值 ( 一般为数欧姆 )， 因此所述偏置电流 Ivcs 流经采样电阻 203 产生的电压 在此忽略不计。
结合图 6， 所述电流产生单元还包括第一开关 505 和第二开关 506。所述第一开关 505 的输入端接收所述第一充电电流 Ich， 控制端接收所述充放电控制信号 Tons 的反相信 号 ( 经由非门 503)， 在所述充放电控制信号 Tons 为第一电压 ( 具体为低电平 ) 时将所述第 一充电电流 Ich 作为充电电流输出， 为所述定时电容 Ct 充电 ； 所述第二开关 506 的输出端 接收所述第一放电电流 Idis， 控制端接收所述充放电控制信号 Tons， 在所述充放电控制信 号 Tons 为第二电压 ( 具体为高电平 ) 时将所述第一放电电流 Idis 作为放电电流输出， 为 所述定时电容 Ct 放电。所述定时电容 Ct 的第一端连接所述第一开关 505 的输出端和所述第二开关 506 的输入端， 所述定时电容 Ct 的第二端接地， 通过所述充电电流的充电过程和 放电电流的放电过程， 使得所述定时电容 Ct 的第一端产生所述定时电压。
下面对所述电流产生单元的工作过程进行详细说明。
结合图 3 和图 4， 所述第一电流产生器 310 根据第一基准电压 V1 以及第一电阻设 定端 RS1 所接的第一电阻 218 产生第一基准电流 Ia， 所述第一基准电流 Ia 的电流值由第一 基准电压 V1 的电压值与第一电阻 218 的电阻值的比值确定。所述第一基准电流电流 Ia 同 时作为第一电流镜像器 313 和第三电流镜像器 315 的输入， 第一电流镜像器 313 和第三电 流镜像器 315 的电流增益分别为 m1 和 m3， 由此， 第一电流镜像器 313 输出端的第一电流为 m1*Ia， 第三电流镜像器 315 输出端的第三电流为 m3*Ia。
所述反相放大器 311 对控制信号输入端 DIM 上输入的控制信号 Vdim 进行反相后 放大后传输至第二电流产生器 312。所述反相放大器 311 的增益为负斜率特性， 亦即当所 述控制信号 Vdim 增大时， 反相放大器 311 产生的反相控制信号随之减小 ； 当所述控制信号 Vdim 减小时， 反相放大器 311 的产生的反相控制信号随之增大。
所述第二电流产生器 312 根据所述反相放大器 311 输出的反相控制信号以及第二 电阻设定端 RS2 所接的第二电阻 219 而产生第二基准电流 Ib， 所述第二基准电流 Ib 的电流 值由反相放大器 311 输出的反相控制信号的电压值与第二电阻设定端 RS2 所连接的第二电 阻 219 的电阻值之间的比值确定。换言之， 所述第二基准电流 Ib 的电流值由所述控制信号 Vdim、 反相放大器 311 的增益以及第二电阻 219 的电阻值确定。所述第二基准电流 Ib 同时 作为所述第二电流镜像器 314、 第四电流镜像器 316 和第五电流镜像器 317 的输入。 第二电 流镜像器 314、 第四电流镜像器 316 和第五电流镜像器 317 的电流增益分别为 m2、 m4 和 m5， 由此， 所述第二电流镜像器 314 输出端的第二电流的电流值为 m2*Ib， 第四电流镜像器 316 输出端的第四电流的电流值为 m4*Ib， 第五电流镜像器 317 输出端的第五电流的电流值为 m5*Ib。
需要说明的是， 所述第一电流镜像器 313、 第二电流镜像器 314、 第三电流镜像器 315、 第四电流镜像器 316 和第五电流镜像器 317 的电流增益 m1、 m2、 m3、 m4 和 m5 分别由各 电流镜像器的内部器件参数决定。
所述电流减法器 318 对所述第一电流镜像器 313 产生的第一电流 m1*Ia 与第二电 流镜像器 314 产生的第二电流 m2*Ib 做减法运算后产生所述第一充电电流 Ich。所述电流 加法器 319 对第三电流镜像器 315 产生的第三电流 m3*Ia 与第四电流镜像器 316 产生的第 四电流 m4*Ib 做加法运算后产生所述第一放电电流 Idis。 所述第一充电电流 Ich 经由模块 302 的输入端 Ch 输入至所述第一开关 505 的输入端， 所述第一放电电流 Idis 经由模块 302 的另一个输入端 Dis 输入至所述第二开关 506 的输出端。
由上所述， 所述电流产生单元根据所述控制信号输入端 DIM 上施加的控制信号 Vdim， 同时对所述第一充电电流 Ich、 第一放电电流 Idis 和偏置电流 Ivcs 进行调节， 其具体 的调节系数由第一电阻设定端 RS1 的第一电阻 218 的电阻值、 第二电阻设定端 RS2 端的第 二电阻 219 的电阻值、 反相放大器 311 的增益、 各电流镜像器的增益 m1、 m2、 m3、 m4、 m5 而确 定。
依上所述， 所述第一充电电流 Ich 表示为 ：
Ich ＝ m1*Ia-m2*Ib (2)所述第一放电电流 Idis 表示为 ：
Idis ＝ m3*Ia+m4*Ib (3)
所述偏置电流 Ivcs 表示为 ：
Ivcs ＝ m5*Ib (4)
所述第一充电电流 Ich 和第一放电电流 Idis 在所述充放电控制信号 Tons 的控制 下分别作为充电电流和放电电流对所述定时电容 Ct 进行充电和放电， 以调整所述副边线 圈 205 的关断时间 Toff 和导通时间 Ton， 进而调整导通时间 Ton 和关断时间 Toff 的比值。
下面对图 4 中的模块 302 做进一步的详细说明。所述模块 302 包括四个信号输入 端和一个信号输出端 ；
所述模块 302 的第一输入端 Ch 连接所述电流减法器 318 的输出端 ； 第二输入端 Dis 连接所述电流加法器 319 的输出端 ； 第三输入端连接所述副边电流过零检测端 Vfb ； 第 四输入端连接所述峰值电流检测端 Vcs。所述模块 302 的输出端 PFM 的输出信号经由驱动 器 304 放大后由输出端 OUT 输出。
所述模块 302 的第四输入端通过所述峰值电流检测端 Vcs 连接所述偏置电阻 220 的一端， 偏置电阻 220 的另一端连接所述采样电阻 203 与开关晶体管 202 相连的一端， 采样 电阻 203 的另一端接地。 所述模块 302 包括 ： 第一比较器 321、 第二比较器 322 和模块 320。
模块 320 的第一输入端连接模块 302 的输入端 Ch， 模块 320 的第二输入端连接模 块 302 的输入端 Dis， 模块 320 的第三输入端 Demag 连接所述第一比较器 321 的输出端， 模 块 320 的第四输入端 Peak 连接第二比较器 322 的输出端， 模块 320 的输出信号由所述模块 302 的输出端 PFM 输出。
所述第一比较器 321 的正输入端连接第二基准电压 V2， 负输入端连接副边电流过 零检测端 Vfb， 输出端连接模块 320 的第三输入端 Demag。
所述第二比较器 322 的负输入端连接第三基准电压 V3， 正输入端连接峰值电流检 测端 Vcs， 输出端连接模块 320 的第四输入端 Peak。
下面结合模块 302 具体说明本实施例中的充放电控制单元的工作过程， 所述充放 电控制单元包括所述第一比较器 321、 第二比较器 322 和副边电流通断定时器 ( 图 6 中的 520b， 集成于模块 320 中 )。需要说明的是， 参考图 6， 所述模块 320 中包括了所述定时电 容 Ct、 第一开关 505、 第二开关 506、 非门 503 和充放电控制单元中的副边电流通断定时器 520b。
所述副边电流通断定时器 520b 产生所述充放电控制信号 Tons， 在所述充放电控 制信号 Tons 为第一电压时将所述第一充电电流 Ich 作为充电电流对定时电容 Ct 进行充 电， 定时电容 Ct 的充电时间对应于所述副边线圈 205 的关断时间 Toff ； 在所述充放电控制 信号 Tons 为第二电压时将所述第一放电电流 Idis 作为放电电流对所述定时电容 Ct 进行 放电， 定时电容 Ct 的放电时间对应于所述副边线圈 205 的导通时间 Ton。
当所述充放电控制信号 Tons 为第一电压 ( 具体为低电平 ) 时， 在关断时间 Toff 期间的某个时间点开始， 模块 320 的输出端 PFM 输出高电平， 经驱动器 304 后使所述开关晶 体管 202 导通， 产生流经原边线圈 204 和开关晶体管 202 的原边电流 Ip。
所述原边电流 Ip 流经采样电阻 203， 在所述采样电阻 203 上产生采样电压 Vrcs，
与此同时， 所述第五电流镜像器 317 产生的偏置电流 Ivcs 流经偏置电阻 220( 其电阻值为 Rpk) 和采样电阻 203( 其电阻值为 Rcs) 后在所述偏置电阻 220 上产生偏置电压 Vrpk。 所述 采样电压 Vrcs 与偏置电压 Vrpk 相叠加后经由峰值电流检测端 Vcs 传输至第二比较器 322， 与第三基准电压 V3 进行比较， 当超过所述第三基准电压 V3 时第二比较器 322 输出高电平， 使第四输入端 Peak 的信号为高电平， 第四输入端 Peak 为高使得所述副边电流通断定时器 520b 产生的充放电控制信号 Tons 为第二电压 ( 具体为高电平 ) 停止对定时电容 Ct 充电， 副边线圈 205 的关断时间 Toff 定时结束， 副边电流通断定时器 520b 的输出端 ( 即模块 320 的输出端 PFM) 输出低电平， 经驱动器 304 后产生所述驱动电压， 从而使开关晶体管 202 关 断， 副边线圈 205 开始产生副边电流 Is， 经由输出整流单元 200b 输出。
在所述关断时间 Toff 定时过程结束的时刻， 所述副边电流通断定时器 520b 产生 的充放电控制信号 Tons 为第二电压 ( 具体为高电平 )， 使用所述第一放电电流 Idis 作为放 电电流对所述定时电容 Ct 进行放电， 副边线圈 205 的导通时间 Ton 定时由此开始， 定时电 容 Ct 放电时间对应副边线圈 205 的导通时间 Ton。当副边线圈 205 的能量放完， 副边电流 Is 过零时刻， 辅助线圈 206 上的电压也过零， 此电压经所述过零检测分压电阻 209 和 210 分 压后， 传输至副边电流过零检测端 Vfb， 并传输至所述第一比较器 321， 与第二基准电压 V2 进行比较。当副边电流 Is 过零时， 副边电流过零检测端 Vfb 的反馈电压低于第二基准电压 V2， 第一比较器 321 的输出端为高电平， 此信号传输至模块 320 的输入端 Demag。当所述副 边电流通断定时器 520b 检测到 Demag 信号为高电平的时刻， 其产生的充放电控制信号 Tons 改变， 使得所述定时电容 Ct 的放电过程被停止， 相应的， 副边线圈 205 的导通时间 Ton 定时 结束， 与此同时， 定时电容 Ct 重新开始被充电， 下一个周期的关断时间 Toff 由此开始定时。
由上所述， 副边电流通断定时器 520b 利用充电电流 ( 本实施例中具体为第一充电 电流 Ich) 和放电电流 ( 本实施例中具体为第一放电电流 Idis) 对定时电容 Ct 进行充、 放电 并进行定时， 所述充电过程的持续时间等于所述副边线圈 205 的关断时间 Toff， 所述放电 过程的持续时间等于所述副边线圈 205 的导通时间 Ton。 由于所述关断时间 Toff 的持续时 间 ( 即所述定时电容 Ct 的充电时间 ) 由第一充电电流 Ich 的电流值与定时电容 Ct 的电容 值决定， 导通时间 Ton( 即所述定时电容 Ct 的放电时间 ) 的持续时间由第一放电电流 Idis 的电流值与定时电容 Ct 的电容值决定， 因此， 导通时间 Ton 与关断时间 Toff 的比值仅由第 一充电电流 Ich 与第一放电电流 Idis 的比值决定， 而与定时电容 Ct 的电容值大小无关。
综上所述， 依据公式 (1)、 (2)、 (3)、 (4)， 开关电源输出电流的平均值 Iavg 可表示 为：
其中 Np 为原边线圈 204 的匝数， Ns 为副边线圈 205 的匝数。根据公式 (5) 可知， 当所述开关电源 200 中的器件都确定时， 如果所述控制信号 Vdim 的电压值固定， 所述第一 充电电流 Ich、 第一放电电流 Idis 和偏置电流 Ivcs 也都为固定值， 从而使得开关电源的输 出电流的平均值 Iavg 也相应的为固定值。
如果所述控制信号 Vdim 的电压值改变， 则所述第一充电电流 Ich、 第一放电电流 Idis 和偏置电流 Ivcs 的电流值也都随之改变， 由此所述副边线圈 205 的导通时间 Ton 与关
断时间 Toff 的比值以及原边线圈 204 中的原边电流 Ip 的峰值电流 Ipk 也相应的被调节， 从而使得开关电源 200 产生的输出电流改变。 因此本技术方案可以通过调节控制信号 Vdim 来调节所述开关电源 200 的输出电流。
所述控制信号 Vdim 可以调节开关电源 200 的输出电流的平均值 Iavg， 其调节过程 与以下因素有关 ： 第一电阻设定端 RS1 连接的第一电阻 218、 第二电阻设定端 RS2 连接的第 二电阻 219、 偏置电阻 220、 采样电阻 203、 原边线圈 204 与副边线圈 205 的匝数比以及所述 PFM 控制器 201 内部的第一电流产生器、 第二电流产生器以及各电流镜像器的电路参数。
下面对所述电流产生单元的具体电路结构进行详细说明。
结合图 4 和图 5， 所述电流产生单元中的反相放大器 311 包括 ： 第三运算放大器 408， 其正输入端接收所述控制信号 Vdim， 其负输入端连接其输出端， 该连接结构使得所述 第三运算放大器 408 构成一单位增益放大器， 其输出端的信号跟随所述控制信号 Vdim ； 第 四运算放大器 409， 其负输入端通过第三电阻 412 连接所述第三运算放大器 408 的输出端 并经由第四电阻 413 连接所述第四运算放大器 409 的输出端， 其正输入端连接参考电压 Vref( 由所述电源偏置单元 303 生成 )。通过上述连接方式， 使得所述反相放大器 311 的增 益为负斜率， 即所述控制信号 Vdim 增大时， 产生的反相控制信号减小 ； 反之， 所述控制信号 Vdim 减小时， 产生的反相控制信号增大。
所述电流产生单元中的第一电流产生器 310 包括第一运算放大器 401 和第一晶体 管 402。所述第一运算放大器 401 的正输入端接收第一基准电压 V1( 由所述电源偏置单元 303 生成 )， 所述第一运算放大器 401 的负输入端通过第一电阻设定端 RS1 连接所述第一电 阻 218 的一端， 所述第一电阻 218 的另一端接地。所述第一晶体管 402 的连接方式为源极 跟随结构， 其栅极连接所述第一运算放大器 401 的输出端， 其源极经由所述第一电阻 218 接 地， 其漏极作为所述第一电流产生器 310 的电流信号输出端， 产生所述第一基准电流 Ia。
所述第一电流产生器 310 的输出端的第一基准电流 Ia 表示为 ：
公式 (6) 中 V1 表示所述第一基准电压的电压值， R218 表示所述第一电阻 218 的 电阻值。
所述电流产生单元中的第二电流产生器 312 包括第二运算放大器 410 和第二晶体 管 411。 所述第二运算放大器 410 的正输入端连接所述第四运算放大器 409 的输出端， 第二 运算放大器 410 的负输入端经由所述第二电阻 219 接地。所述第二晶体管 411 的连接方式 为源极跟随结构， 其栅极连接所述第二运算放大器 410 的输出端， 源极经由所述第二电阻 219 接地， 漏极为所述第二电流产生器 312 的电流信号输出端， 产生所述第二基准电流 Ib。 所述第二基准电流 Ib 为反相放大器 311 产生的反相控制信号的电压值与所述第二电阻 219 的电阻值的比值。
需要说明的是， 本实施例中， 所述第二电流产生器 312 的输入信号为所述反相放 大器 311 产生的反相控制信号， 在本发明的其他实施例中， 还可以将所述反相放大器 311 省 去， 直接使用所述控制信号 Vdim 作为第二电流产生器 312 的输入。
所述第二电流产生器 312 输出端的第二基准电流 Ib 表示为 ：
上述公式 (7) 中的 R413、 R412 和 R219 分别表示所述第四电阻 413、 第三电阻 412 和第二电阻 219 的电阻值， Vref 表示所述参考电压 Vref 的电压值， Vdim 表示所述控制信号 Vdim 的电压值。
所述电流产生单元中的第一电流镜像器 313 包括第一 P 型晶体管 403 和第二 P 型 晶体管 405， 所述第一 P 型晶体管 403 的源极连接电源正极， 漏极连接所述第一 P 型晶体管 403 的栅极并接收所述第一基准电流 Ia， 所述第二 P 型晶体管 405 的源极连接电源正极， 栅 极连接所述第一 P 型晶体管 403 的栅极。所述第一电流镜像器 313 的电流增益 m1 由上述 两个 P 型晶体管的宽长比决定， 其产生的第一电流 m1*Ia 由第二 P 型晶体管 405 的漏极输 出。
所述电流产生单元中的第二电流镜像器 314 包括第三 P 型晶体管 414、 第四 P 型 晶体管 416、 第一 N 型晶体管 417 和第二 N 型晶体管 418， 所述第三 P 型晶体管 414 的源极 连接电源正极， 漏极连接所述第三 P 型晶体管 414 的栅极并接收所述第二基准电流 Ib， 所 述第四 P 型晶体管 416 的源极连接电源正极， 栅极连接所述第三 P 型晶体管 414 的栅极， 所 述第一 N 型晶体管 417 的源极接地， 漏极连接所述第四 P 型晶体管 416 的漏极和所述第一 N 型晶体管 417 的栅极， 所述第二 N 型晶体管 418 的源极接地， 栅极连接所述第一 N 型晶体 管 417 的栅极， 漏极产生所述第二电流 m2*Ib。所述第二电流镜像器 314 的电流增益 m2 由 其包括的上述 4 个晶体管的宽长比确定。
所述电流产生单元中的第三电流镜像器 315 包括第五 P 型晶体管 404、 第三 N 型晶 体管 406、 第四 N 型晶体管 407 和所述第一 P 型晶体管 403， 所述第五 P 型晶体管 404 的源 极连接电源正极， 栅极连接所述第一 P 型晶体管 403 的栅极， 所述第三 N 型晶体管 406 的源 极接地， 漏极连接所述第五 P 型晶体管 404 的漏极和所述第三 N 型晶体管 406 的栅极， 所述 第四 N 型晶体管 407 的源极接地， 栅极连接所述第三 N 型晶体管 406 的栅极， 漏极产生所述 第三电流 m3*Ia， 其电流增益 m3 由其包括的上述 4 个晶体管的宽长比确定。
所述电流产生单元中的第四电流镜像器 316 包括第五 N 型晶体管 419 和所述第三 P 型晶体管 414、 第四 P 型晶体管 416 和第一 N 型晶体管 417， 所述第五 N 型晶体管 419 的源 极接地， 栅极连接所述第一 N 型晶体管 417 的栅极， 漏极产生所述第四电流 m4*Ib， 其电流增 益 m4 由其包括的上述 4 个晶体管的宽长比确定。
所述电流产生单元中的第五电流镜像器 317 包括第六 P 型晶体管 415 和所述第三 P 型晶体管 414， 所述第六 P 型晶体管 415 的源极连接电源正极， 栅极连接所述第三 P 型晶体 管 414 的栅极， 漏极产生第五电流 m5*Ib( 即所述偏置电流 Ivcs) 并经由所述偏置电阻 220 和采样电阻 203 后接地。
所述电流产生单元中的电流减法器 318 包括所述第二 P 型晶体管 405 和第二 N 型 晶体管 418， 并由上述两个晶体管的漏极相连接来实现电流的减法运算。所述电流减法器 318 输出端的电流即为所述第一充电电流 Ich， 其值为 (m1*Ia-m2*Ib)。
所述电流产生单元中的电流加法器 319 包括所述第四 N 型晶体管 407 和第五 N 型 晶体管 419， 并由上述两个晶体管的漏极相连接来实现电流的加法运算。所述电流加法器 319 输出端的电流即为所述第一放电电流 Idis， 其值为 (m3*Ia+m4*Ib)。
依上所述， 所述电流产生单元根据输入的控制信号 Vdim 调节所述第一充电电流 Ich 和第一放电电流 Idis， 且所述偏置电流 Ivcs 也同时由控制信号 Vdim 调节， 其具体的调 节过程和参数可以参考公式 (2)、 (3)、 (4)、 (6)、 (7)。下面结合图 3、 图 4 和图 6 对所述充 放电控制单元进行详细说明。
图 6 示出了本发明实施例图 4 中的模块 302 的结构示意图， 其中所述充放电控制 单元包括 ： 第一比较器 321， 将所述副边电流过零检测端 Vfb 接收到的反馈电压与第二基准 电压 V2( 由所述电源偏置单元 303 生成 ) 进行比较， 产生反馈比较信号 ； 第二比较器 322， 将所述峰值电流检测端 Vcs 接收到的采样电压与第三基准电压 V3( 由所述电源偏置单元 303 生成 ) 进行比较， 产生采样比较信号 ； 副边电流通断定时器 520b， 接收所述反馈比较信 号、 采样比较信号以及所述定时电容 Ct 产生的定时电压， 产生所述驱动电压和充放电控制 信号 Tons。 其中， 模块 520a 为所述电流产生单元的一部分， 其说明参见前文， 这里就不再赘 述。
所述副边电流通断定时器 520b 包括 ： D 触发器 501， 其 D 输入端接收逻辑高电平 “1” ( )， 时钟输入端接收所述反馈比较信号 ； RS 触发器 502， 其复位端连接所述 D 触发器 501 的正输出端， 置位端接收所述采样比较信号， 其正输出端产生所述充放电控制信号 Tons ； 第三比较器 507， 其正输入端输入所述定时电压， 其负输入端输入第四基准电压 V4( 由所述 电源偏置单元 303 生成 ) ； 与非门 509， 其一输入端连接所述第三比较器 507 的输出端， 另一 输入端接收所述充放电控制信号 Tons 的反相信号 ( 通过非门 508)， 其输出端连接所述 D 触 发器 501 的复位端， 其输出端经由反相器 510 后产生所述驱动电压。
图 6 中的所述定时电容 Ct 对所述副边线圈 205 的导通和关断时间进行定时， 其充 放电过程由所述充放电控制信号 Tons 来控制。
下面具体说明本实施例中所述充放电控制单元的工作过程。
在副边线圈 205 的导通时间 Ton 期间， 所述充放电控制单元输出 ( 经由输出端 PFM) 的驱动电压为低电平， 充放电控制信号 Tons 信号为高电平， 使得所述电流产生单元中 的第二开关 506 导通， 第一开关 505 关断， 所述定时电容 Ct 由输入端 Dis 输入的放电电流 ( 即第一放电电流 Idis) 通过第二开关 506 放电 ； 副边线圈 205 中的电压信号经过辅助线圈 206 耦合后， 再经分压后 ( 经由图 3 中的过零检测分压电阻 209、 210) 传输至副边电流过零 检测端 Vfb， 所述副边线圈 205 导通时的副边电流 Is 下降过零点时， 使得副边电流过零检测 端 Vfb 接收到的反馈电压低于所述第二基准电压 V2， 从而使第一比较器 321 输出端的电平 ( 即所述反馈比较信号 ) 变高并输入至所述输入端 Demag ； 输入端 Demag 的上升沿使所述 D 触发器 501 的正输出端输出高电平， 将 RS 触发器 502 的正输出端清零， 使得所述充放电控 制信号 Tons 信号为低电平， 即导通时间 Ton 定时结束， 关断时间 Toff 定时开启 ； 充放电控 制信号 Tons 为低电平使得所述第一开关 505 导通， 第二开关 506 关断， 定时电容 Ct 由所述 充电电流 ( 即第一充电电流 Ich) 通过第一开关 505 充电， 产生所述定时电压 ； 当所述定时 电容 Ct 连接的第三比较器 507 的正输入端的定时电压超过所述第四基准电压 V4 时， 第三 比较器 507 输出高电平， 相应的输出端 PFM 产生的驱动电压为高电平， 同时 D 触发器 501 被 复位 ； 之后， 高电平的驱动信号经驱动器 304 输出使得开关晶体管 202 导通， 并产生原边电 流 Ip ； 原边电流 Ip 在采样电阻 203 上产生的采样电压经过偏置电阻 220 上产生的偏置电 压叠加调整后传输至所述峰值电流检测端 Vcs ； 当峰值电流检测端 Vcs 接收到的电压超过所述第三基准电压 V3 时， 第二比较器 322 的输出电压变高并传输至输入端 Peak， 使得 RS 触 发器 502 的输出被置位， 充放电控制信号 Tons 再次置为高电平， 关断时间 Toff 定时结束， 导通时间 Ton 定时过程重新开启， 输出端 PFM 的驱动电压重新置为低电平使得开关晶体管 202 关断 ； 定时电容 Ct 通过第二开关 506 再次被放电， 副边线圈 205 再次导通产生副边电 流 Is 释放其中的储能。
由上所述， 副边线圈 205 的导通时间 Ton 和关断时间 Toff 分别对应于充放电控制 信号 Tons 的高电平和低电平持续时间， 亦即分别对应定时电容 Ct 的放电时间和充电时间。 而定时电容 Ct 的放电时间和充电时间分别由第一放电电流 Idis 和第一充电电流 Ich 以及 定时电容 Ct 的电容值大小决定 ； 因而， 导通时间 Ton 与关断时间 Toff 的比值由第一充电 电流 Ich 与第一放电电流 Idis 的比值决定， 而与定时电容 Ct 的电容值大小无关。根据公 式 (2) 至公式 (7)， 当所述控制信号 Vdim 的电压值固定时， 所述第一充电电流 Ich 与第一放 电电流 Idis 的比值也是固定的， 由此开关电源 200 的输出电流的平均值 Iavg 也相应的是 固定的， 因此可以通过调整所述控制信号 Vdim 的电压值来获得相应的输出电流的平均值 Iavg。
图 7 为本实施例的开关电源 200 的信号波形示意图， 其中， Vfb 表示副边电流过零 检测端 Vfb 接收到的反馈电压 ； Vcs 表示峰值电流检测端 Vcs 接收到的电压信号 ； Vrcs 表示 采样电阻 203 上的电压信号 ； Vrpk 表示偏置电阻 220 上的电压信号 ； Ipk 表示原边电流 Ip 的峰值 ； Isk 表示副边电流 Is 的峰值 ； Iavg 表示副边电流 Is 的平均值 ； Vct 表示定时电容 Ct 上的定时电压 ； 状态 1 表示在控制信号 Vdim 的电压值较高时对应的波形 ； 状态 2 表示在 控制信号 Vdim 的电压值为中等值时对应的波形 ； 状态 3 表示在控制信号 Vdim 的电压值较 低时对应的波形。
如图 7 所示， 本实施例中的开关电源 200 随着所述控制信号 Vdim 的电压值的下 降， 副边线圈 205 的导通时间 Ton 相应减小而关断时间 Toff 相应增大， 使得输出电流的平 均值 Iavg 相应减小。另外， 参考图 7 中的状态 2 和状态 3， 随着所述偏置电流 Ivcs 的增大， 所述偏置电阻 220 两端的偏置电压 Vrpk 也相应增大， 使得峰值电流检测端 Vcs 接收到的 电压信号 Vcs 较快的升至所述第三参考电压 V3， 从而使所述原边线圈较快关断， 导致原边 电流峰值 Ipk 和副边电流峰值 Isk 相应的减小， 因此输出电流 ( 即副边电流 Is) 的平均值 Iavg 也相应的减小。
图 8 示出了本发明实施例的开关电源的控制信号 Vdim 和输出电流的平均值 Iavg 的对应关系曲线图， 需说明的是， 图 8 的曲线是在开关电源中除所述控制信号 Vdim 以外的 其他器件参数都已确定的前提下得到的。由图 8 可见， 当所述控制信号 Vdim 增大时， 输出 电流的平均值 Iavg 也相应增大， 在实际应用中， 可以根据所需要的输出电流对所述控制信 号 Vdim 的电压值进行调整。另外， 在本发明的其他实施例中， 如果所述电流产生单元中不 包括图 4 中所示的所述反相放大器 311， 则输出电流的平均值 Iavg 随着控制信号 Vdim 的增 大相应的减小。
需要说明的是， 参考图 3 和图 4， 本实施例中所述第五电流镜像器 317 和偏置电阻 220 用于对所述采样电压进行调整。 所述第五电流镜像器 317 产生的偏置电流 Ivcs 流经所 述偏置电阻 220 和采样电阻 203， 产生偏置电压对所述峰值电流检测端 Vcs 接收到的采样电 压进行调整。其中， 所述偏置电流 Ivcs 的大小受所述控制信号 Vdim 的控制。另外， 本发明的其他实施例中还可以采用一独立于所述控制信号 Vdim 的偏置电流源来产生所述偏置电 流 Ivcs， 以对所述采样电压进行调整， 以调整所述原边线圈 204 的峰值电流， 进而实现对所 述副边线圈 205 的峰值电流的调整。
上述实施例中的 PFM 控制器 201 集成于单个芯片中， 所述第一电阻 218 和第二电 阻 219 通过芯片引脚连接至所述 PFM 控制器 201， 在其他实施例中， 所述第一电阻 218 和第 二电阻 219 也可以集成于所述芯片内部。其区别在于， 由于半导体工艺水平的限制， 集成于 芯片内部的电阻的电阻值会有一定的偏差， 因此本实施例的采用外接电阻的方案， 使其电 阻值更加精确， 相应的输入输出的变化关系也更容易控制。
图 9 示出了图 3 中所示的 PFM 控制器 201 的另一实施例的电路结构示意图。其整 体结构与之前所述实施例类似， 包括定时电容 612 和控制单元， 其中控制单元包括电流产 生单元 ( 包括图 9 中的 601 至 608， 610、 611， 613 至 617) 和充放电控制单元 ( 包括图 9 中 的 640 和 623、 625)。
如图 9 所示， 所述电流产生单元包括 ： 定时电流产生单元 ( 包括图 9 中的 601 至 608， 610、 611)， 接收所述控制信号 Vdim， 产生定时电流 Ict， 所述定时电流 Ict 的电流值由 所述控制信号 Vdim 的电压值调节 ； 第一参考电流源 613， 输出第一参考电流 Id， 所述第一参 考电流 Id 与所述定时电流 Ict 进行减法运算后产生第二充电电流， 在所述充放电控制信号 Tons 为第一电压 ( 具体为低电平 ) 时将所述第二充电电流作为充电电流输出 ； 第二参考电 流源 616， 输出第二参考电流 k*Id， 所述第二参考电流 k*Id 与所述定时电流 Ict 进行加法 运算后产生第二放电电流， 在所述充放电控制信号 Tons 为第二电压 ( 具体为高电平 ) 时将 所述第二放电电流作为放电电流输出。
需要说明的是， 本实施例中所述第一参考电流源 613 为现有技术中常见的参考电 流源， 所述第二参考电流源 616 可以为一电流镜像器 ( 增益为 k)， 对所述第一参考电流镜像 后产生所述第二参考电流 k*Id， 也可以为一独立的电流源。
其中， 所述定时电流产生单元包括第三电流产生器， 根据所述控制信号 Vdim 产生 第三基准电流 Ic ； 定时电流镜像器， 对所述第三基准电流 Ic 镜像后产生所述定时电流 Ict。 本实施例中所述控制信号 Vdim 经过反相放大器反相放大后输入至所述第三电流产生器。
其中， 所述反相放大器包括 ： 第六运算放大器 601， 正输入端接收所述控制信号 Vdim， 负输入端连接其输出端 ； 第七运算放大器 602， 负输入端通过第五电阻 604 连接所述 第六运算放大器 601 的输出端并通过第六电阻 605 连接所述第七运算放大器 602 的输出 端， 正输入端连接参考电压， 输出端产生反相控制信号。
所述第三电流产生器包括 ： 第五运算放大器 603， 正输入端接收所述反相控制信 号， 负输入端连接所述第二电阻设定端 RS2 ； 第三晶体管 606， 栅极连接所述第五运算放大 器 603 的输出端， 源极连接所述第二电阻设定端 RS2， 漏极产生所述第三基准电流 Ic。
所述定时电流镜像器包括 P 型晶体管 607、 608 和 N 型晶体管 610、 611， 对所述第三 基准电流 Ic 镜像后产生所述定时电流 Ict。
另外， 本实施例中还包括另一电流镜像器， 由 P 型晶体管 607 和 609 构成， 用于对 所述第三基准电流 Ic 镜像后产生偏置电流 Ivcs， 用于对所述采样电压进行调整， 其调节过 程参见前文， 这里就不再赘述。
所述充放电控制单元接收所述反馈电压、 采样电压和定时电压， 产生所述驱动电压和充放电控制信号 Tons。
所述充放电控制单元的结构与前述实施例类似， 包括 ： 第四比较器 625， 将所述反 馈电压与所述第二基准电压 V2 进行比较， 产生反馈比较信号 ； 第五比较器 623， 将所述采样 电压与所述第三基准电压 V3 进行比较， 产生采样比较信号 ； 副边电流通断定时器 640， 接收 所述定时电压、 反馈比较信号和采样比较信号， 产生所述驱动电压和充放电控制信号 Tons。
所述副边电流通断定时器 640 与前述实施例类似， 包括 ： D 触发器 622， 其 D 输入 端接收逻辑高电平， 时钟输入端接收所述反馈比较信号 ； RS 触发器 621， 其复位端连接所述 D 触发器 622 的正输出端， 置位端接收所述采样比较信号， 其正输出端产生所述充放电控制 信号 Tons ； 第六比较器 618， 其正输入端接收所述定时电压， 其负输入端接收第四基准电压 V4 ； 与非门 620， 其一输入端连接所述比较器 618 的输出端， 另一输入端接收所述充放电控 制信号 Tons 的反相信号 ( 经由非门 619 产生 )， 其输出端连接所述 D 触发器 622 的复位端， 其输出端经由反相器 624 后产生所述驱动电压。
所述充放电控制信号 Tons 通过第三开关 614 和第四开关 615 来控制所述定时电 容 612 的充放电过程。所述第三开关 614 的输入端输入所述第一参考电流 Id， 其控制端接 收所述充放电控制信号 Tons 的反相信号 ( 经由非门 617 产生 )， 其输出端接收所述定时电 流 Ict。所述第四开关 615 的输入端接收所述定时电流 Ict， 其控制端收所述充放电控制信 号 Tons， 其输出端接收所述第二参考电流 k*Id ； 定时电容 612 的第一端连接所述第三开关 614 的输出端和所述第四开关 615 的输入端， 其第二端接地， 其第一端产生所述定时电压。 本发明实施例还提供了一种开关电源的输出电流的调节方法， 参考图 3 和图 4， 通 过调整所述控制信号 Vdim 的电压值， 从而调整了所述定时电容 Ct 的充电电流和放电电流 的电流值， 使得所述副边线圈 205 的导通时间 Ton 与关断时间 Toff 发生改变， 进而对所述 导通时间 Ton 与关断时间 Toff 的比值进行调节， 从而改变了开关电源输出电流的平均值。 另外， 通过调节所述控制信号 Vdim 的电压值， 来产生相应的偏置电流 Ivcs， 将所述偏置电 流输入至偏置电阻 220 和采样电阻 203 中转换为偏置电压， 将所述偏置电压与采样电压叠 加， 以调整所述峰值电流检测端 Vcs 接收到的电压的大小， 进而调整所述原边线圈 204 的峰 值电流， 从而实现了对所述副边线圈 205 的峰值电流的调整， 因此改变了开关电源 200 的输 出电流的平均值。
综上， 上述技术方案提供的开关电源及其输出电流的调节方法， 通过控制信号来 调节副边线圈的导通时间与关断时间， 从而改变了导通时间和关断时间之间的比值， 因此 改善了输出电流的调节灵活度。
另外， 还通过控制信号来调节原边电流经过采样电阻后得到的采样电压， 进而调 整原边线圈的峰值电流， 从而改变副边线圈的峰值电流， 进一步实现了对输出电流的灵活 调节。
本发明虽然已以较佳实施例公开如上， 但其并不是用来限定本发明， 任何本领域 技术人员在不脱离本发明的精神和范围内， 都可以利用上述揭示的方法和技术内容对本发 明技术方案做出可能的变动和修改， 因此， 凡是未脱离本发明技术方案的内容， 依据本发明 的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、 等同变化及修饰， 均属于本发明技术方案 的保护范围。