减少高频多单元电力供应设备中的开关损耗的方法和系统 相关申请的交叉引用 本 申 请 要 求 各 自 于 2008 年 5 月 30 日 提 交 的 第 61/057,341 号 美 国 临 时 申 请 和 第 61/057,397 号美国临时申请的优先权权益。
技术领域 本申请公开了通常并且在各种实施例中涉及一种用于减少高频多单元电力供应 设备 （power supply） 中的开关损耗的系统和方法的发明。
背景技术 在某些应用中， 多单元电力供应设备利用模块化功率单元 （power cell） 来处理在 源与负载之间的功率。 例如， 图 1 图示了具有九个这样的功率单元的电力供应设备 （例如 AC 电机驱动） 的各种实施例。图 1 中的功率单元由具有输入端子 A、 B 和 C 以及输出端子 T1 和 T2 的块表示。在图 1 中， 变压器或者其它多绕组装置 110 在其初级绕组 112 处接收三相中 压功率并且经由单相逆变器 （也称为功率单元） 的阵列向诸如三相 AC 电机的负载 130 递送
功率。电力供应设备输出的每相都由在此称为 “相组” 的串联连接功率单元组来馈送。
变压器 110 包括激励多个次级绕组 114-122 的初级绕组 112。虽然初级绕组 112 被图示为具有星形配置， 但是网状配置也是可能的。另外， 虽然次级绕组 114-122 被图示 为具有三角形配置或者扩展的三角形配置， 但是如在通过全文引用将公开内容结合于此的 Hammond 的第 5,625,545 号美国专利中所描述的那样可以使用其它绕组配置。
任何数目的成排的功率单元被连接在变压器 110 与负载 130 之间。在图 1 的背景 中的 “排” 被视为三相集或者在功率递送系统的三相中的每相两端建立的成组的三个功率 单元。参照图 1， 排 150 包括功率单元 151-153， 排 160 包括功率单元 161-163， 而排 170 包 括功率单元 171-173。主控系统 195 通过光纤或者另一有线或者无线通信介质 190 向每个 单元中的本地控制发送命令信号。应当注意， 图 1 中所描绘的每相的单元数目为示例性的 并且多于或者少于三排在各种实施例中都是可能的。
在图 1 的例子中， 有针对每个功率单元的分离的次级绕组。然而， 图 1 中所图示的 功率单元和 / 或次级绕组的数目仅仅是示例性的， 并且其它数目是可能的。每排中的次级 绕组可以具有相同的相角， 其不同于所有其它排的相角。对于所有单元承载相等份额的负 载功率的应用， 这种布局引起单元输入电流中的许多谐波在变压器 110 中消失， 使得这些 谐波未被传递到初级电流。
图 2 图示了功率单元 210 的各种实施例， 该功率单元 210 代表图 1 的功率单元的 各种实施例。功率单元 210 包括三相二极管桥式整流器 212、 一个或者更多直流 （DC） 电容 器 214 和 H 桥式逆变器 216。整流器 212 将在单元输入 218（即在输入端子 A、 B 和 C） 接收 到的交流 （AC） 电压转换成如下的基本上恒定的 DC 电压 ： 该基本上恒定的 DC 电压由连接在 整流器 212 的输出两端的每个电容器 214 支持。功率单元 210 的输出级包括 H 桥式逆变器 216， 该 H 桥式逆变器 216 包括左极和右极这两极， 其中每极都具有在这个例子中为绝缘栅双极型晶体管 （IGBT） 的两个开关装置 217。逆变器 216 经常通过使用 H 桥式逆变器 216 中 的半导体器件的脉宽调制 （PWM） 在单元输出 220（即在输出端子 T1 和 T2 两端） 将 DC 电容 器 214 两端的 DC 电压变换成 AC 电压。
如图 2 中所示， 功率单元 210 也可以包括连接在单元输入 218 与整流器 212 之间的 熔断器 230。熔断器 230 可以工作来有助于在短路故障的情况下保护功率单元 210。根据 其它实施例， 功率单元 210 可以与通过全文引用将公开内容结合于此的 Hammond 和 Aiello 的第 5,986,909 或者第 6,222,284 号美国专利中描述的功率单元相同或者类似。
图 3 图示了与通过 PWM 控制的电力供应设备的各种实施例相关联的示例性波形。 该电力供应设备对于每相包括六个功率单元， 但是其它方面类似于图 1 的电力供应设备。 波形示出了参考信号 302、 载波信号 304、 为来自 A 相中的六个功率单元的电压之和的电压 306 和从 A 相到零相的负载电压 308。
参照图 2 和图 3， 参考信号 302 表示针对功率单元中的 H 桥式逆变器 216 的一极 的预期输出电压。载波信号 304 是在预期开关频率振荡的对称三角波形。参考信号 302 可 以与载波信号 304 相比较来控制 H 桥式逆变器 216 的一极的切换。当参考信号 302 大于载 波信号 304 时， 该极被切换到来自电容器 214 的正 DC 电压， 否则该极被切换到来自电容器 214 的负 DC 电压。对于 H 桥式逆变器 216 的其它极， 预期电压是相同参考信号的逆。因此， 参考信号的逆可以与相同载波信号相比较 （或者反之亦然） ， 以控制所述其它极。相同相组 中的其它单元可以使用相同参考信号以及使用载波信号的时移复制信号 （time-displaced replica） 。在图 3 中示出了相组中的所有单元的输出电压之和 306。其它两个相组使用相 同载波集， 而参考波形的复制波形在相位上移位 ±120°。因此， 其它两个相组产生在相位 上也移位 ±120°的类似总和电压。 这三个总和电压在负载上产生三个相电压， 在图 3 中示 出了其中之一 308。这种 PWM 方法造成所有单元承载相等份额的负载功率， 因此允许单元 输入电流中的许多谐波在变压器中消失。例如可以在第 5,625,545 号美国专利中发现这种 PWM 方法的附加细节。
图 3 的例子示出了在如下预期开关频率振荡的载波信号 304 ： 该预期开关频率是 参考信号的频率的十倍。在许多电机驱动应用中， 最大预期输出频率是 60 赫兹。因此， 关 于图 3， 如果最大预期输出频率是 60 赫兹， 则图 3 中的开关频率是 600 赫兹。诸如 IGBT 的 现代开关装置可以在 600 赫兹容易地切换， 而无过多的开关损耗。
图 4 图示了图 3 中的负载电压的频谱绘图。纵轴被按比例绘制来使得基波 （所需） 分量 402 配准零 dB。图 4 示出了超过 -40dB（基波的 1%） 的最低谐波 （非所需） 分量 404 是 89 次谐波。如果基波 （所需） 频率在 60 赫兹， 则 89 次谐波将在 5340 赫兹。当开关频率明 显大于所需频率时， 这种大的在所需分量与非所需分量之间的频率分离是 PWM 的特征。负 载 130 经常包括有效串联电感 （例如 AC 电机） ， 并且非所需电压分量的高频允许这个电感抑 制最终得到的非所需电流。
然而， 有所需频率比 60 赫兹大得多的诸多应用。例如， 有将高速电机直接连接到 高速压缩机或者泵而没有居间的升压变速箱的新兴趋势。对于这样的应用， 电机可以由高 频功率源驱动， 以便以 5000RPM 或者更高的转数自旋。对于具有多于两极的电机， 所要求的 频率甚至更高。
当所需频率增加到数百赫兹时， 变得更难以扩展图 3 的 PWM 方法， 与此同时仍然维持比所需频率高得多的开关频率。在数千赫兹的开关频率的情况下， 开关损耗可能成为电 力供应设备中的主导损耗， IGBT 可能不得不在其标称电流额定值以下工作， 并且每千瓦的 成本会成比例地增加。从主控 195 向单元传输数据的速率也可能不得不增加到与开关频率 相同的倍数。
图 5 图示了与通过 PWM 控制的电力供应设备的各种实施例相关联的示例性波形。 图 5 类似于图 3， 但是不同之处在于载波信号 504 在仅是参考信号 502 的所需频率的四倍的 开关频率振荡。与图 3 相比较， 清楚的是在图 5 中每个周期有更少阶跃。图 5 也示出了相 组中的所有单元的输出电压之和 506 连同相电压 508。
图 6 图示了图 5 中的负载电压的频谱绘图。纵轴被按比例绘制来使得基波 （所需） 分量 602 配准零 dB。图 6 示出了超过 -40dB（基波的 1%） 的最低谐波 （非所需） 分量 604 是 17 次谐波。通过将开关与参考频率之比减小到 1/2.5（从图 3 中的十减小到图 5 中的四） ， 已经将非所需与所需频率之比减小到 1/5.24 （从图 4 中的 89 减小到图 6 中的 17） 。图 6 的 非所需电流的幅度在图 4 的非所需电流的幅度上被增加到类似倍数。
即使开关频率仅是数百赫兹的所需频率的四倍， IGBT 的一些额定值降低和数据传 输速率的一些增加在现有技术中仍然可能是必需的。 发明内容 在描述本方法之前将理解本发明并不限于所描述的特定系统、 方法论或者协议， 因为这些特定系统、 方法论或者协议可以变化。也将理解在此使用的术语仅为了描述特 定实施例而并非意图限制本公开内容的范围， 本公开内容的范围将仅受所附权利要求书限 制。
必需注意， 如在此和在所附权利要求书中所使用的那样， 除非上下文另有清楚地 规定， 单数形式 “一” 、 “一个 / 一种” 和 “该 / 所述” 包括复数引用。除非另有限定， 在此使 用的所有技术和科学术语具有与本领域普通技术人员通常理解的含义相同的含义。 如在此 使用的那样， 术语 “包含” 意味着 “包括但不限于” 。
在一个通常的方面中， 实施例公开了一种减少电力供应设备中的开关损耗的方 法。该方法包括以下步骤 ： 使功率单元的第一极的输出电压提前第一角度 ； 使功率单元的 第二极的输出电压延迟第二角度 ； 并且产生功率单元的组合输出电压， 该功率单元的组合 输出电压在功率单元的开关周期 （switching cycle） 的前一半内等于持续角与第一角度和 第二角度之和相等的正脉冲而在功率单元的开关周期的后一半内等于持续角与第一角度 和第二角度之和相等的负脉冲。
在另一通常的方面中， 实施例公开了一种减少多单元电力供应设备中的开关损耗 的方法。该方法包括以下步骤 ： 向多单元电力供应设备的第一相组的第一功率单元施加选 择性谐波消除控制模式的第一角度命令 ； 向电力供应设备的第一相组的第二功率单元施加 选择性谐波消除控制模式的第二角度命令， 其中第一角度命令和第二角度命令中的至少一 个是负角度命令 ； 在电力供应设备的开关周期的第一部分之后向除了第二功率单元之外的 功率单元施加第二角度命令 ； 并且向第二功率单元施加第一角度命令。
在另一通常的方面中， 实施例公开了一种多单元电力供应设备。该电力供应设备 包括 ： 被布置成至少第一相组的多个功率单元和与功率单元进行通信的控制系统。该控制
系统被配置来 ： 向第一相组的第一功率单元施加选择性谐波消除控制模式的第一角度命 令； 向第一相组的第二功率单元施加选择性谐波消除控制模式的第二角度命令， 其中第一 角度命令和第二角度命令中的至少一个是负角度命令 ； 在电力供应设备的开关周期的第一 部分之后向除了第二功率单元之外的功率单元施加第二角度命令 ； 并且向第二功率单元施 加第一角度命令。 附图说明
图 1 图示了现有技术的电力供应设备的各种实施例 ； 图 2 图示了图 1 的现有技术的电力供应设备的功率单元的各种实施例 ； 图 3 图示了与通过脉宽调制来控制的现有技术的电力供应设备的各种实施例相关联 的示例性波形 ； 图 4 图示了图 3 中的负载电压的频谱绘图 ； 图 5 图示了与通过脉宽调制来控制的现有技术的电力供应设备的各种实施例相关联 的示例性波形 ； 图 6 图示了图 5 中的负载电压的频谱绘图 ； 图 7 图示了根据各种实施例的选择性谐波消除 （SHE） 控制模式 ；图 8 图示了根据各种实施例的电力供应设备的相组中的六个单元的输出电压 ； 图 9 图示了被配置来给出预期基波同时消除某些谐波的两次收敛搜索 （converging search） 的结果 ； 图 10-14 图示了根据各种实施例的电力供应设备的相组中的六个单元的输出电压 ； 图 15 图示了根据各种实施例的选择性谐波消除 （SHE） 控制模式 ； 图 16 图示了使用无角度工作旋转 （angle duty rotation） 的 SHE 控制的来自一个单 元组的示例性波形 ； 图 17 图示了使用有角度工作旋转的 SHE 控制的来自一个单元组的示例性波形 ； 图 18 图示了使用有角度工作旋转的 SHE 控制的来自一个单元组的示例性波形 ； 图 19 图示了使用有角度工作旋转的 SHE 控制的来自一个单元组的示例性波形 ； 图 20 图示了根据各种实施例的选择性谐波消除 （SHE） 控制模式 ； 图 21 图示了根据各种实施例的选择性谐波消除 （SHE） 控制模式 ； 图 22 图示了被配置来给出预期基波同时消除某些谐波的两次收敛搜索的结果 ； 图 23 图示了使用无角度工作旋转的 SHE 控制的示例性波形 ； 图 24 图示了使用有角度工作旋转的 SHE 控制的示例性波形 ； 图 25 图示了使用无角度工作旋转的 SHE 控制的示例性波形 ； 图 26 图示了使用有角度工作旋转的 SHE 控制的示例性波形 ； 图 27 图示了根据各种实施例的选择性谐波消除 （SHE） 控制模式 ； 并且 图 28 图示了根据各种实施例的选择性谐波消除 （SHE） 控制模式。
图 29 图示了示例性控制系统。 具体实施方式
将理解， 已经简化本发明的至少一些附图和描述， 以着重于对于清楚理解本发明而言相关的要素， 与此同时为了清晰起见消除本领域普通技术人员将理解也可以包括本发 明的部分的其它要素。 然而， 因为这样的要素在本领域是众所周知的， 并且因为这样的要素 未必有助于更好地理解本发明， 所以在此未提供对这样的要素的描述。
图 7 图示了根据各种实施例的选择性谐波消除 （SHE） 控制模式。当 SHE 方法被用 于控制每相具有六个单元的电力供应设备并且其它方面类似于图 1 的具有诸如图 2 中的单 元的单元的电力供应设备时， SHE 方法可以实现非所需与所需频率之比为 17， 其与利用如 参照图 5 和图 6 描述的 PWM 方法而实现的比值一样好。应当注意， 其它比值是可能的。然 而， 尽管所述 PWM 方法可以用为所需频率四倍的开关频率实现这一比值， 但是 SHE 方法可 以用等于所需频率的开关频率实现这一结果。换言之， 利用 SHE 方法的这个实施例， 每个开 关装置每周期仅接通和关断一次。此外， 可以在不增加从主控向单元传输数据的速率的情 况下实现该比值。在第 6,075,350 号美国专利 （Peng ） 中和在 Chiasson 等人的 IEEE 论文 “Eliminating Harmonics in a Multilevel Converter using Resultant Theory” 中描述 了 SHE 方法的各种实施例。
针对诸如图 2 中所示的功率单元的功率单元示出了图 7 的 SHE 控制模式， 其中 T1 在相位上超前 T2 并且开关频率等于所需频率。功率单元的 H 桥式逆变器中的每个开关装 置 （图 2 的元件 216 之内的元件 217） 在一半周期内接通而在另一半周期内关断。因此， H桥 式逆变器的每极在所需频率产生对称方波电压 701、 702。来自该单元的输出电压 710 是两 个极电压之差。如果 T1 和 T2 上的两个方波电压恰好同相， 则来自该单元的输出电压会总 是为零。然而， 如图 7 中所示， 左极 （T1） 输出 701 可以被提前任意角度 A， 而右极 （T2） 输出 702 可以被延迟相同角度 A。结果是来自该单元的输出电压 （T1 与 T2 之差） 710 以如下形式 出现 ： 该形式是在电流 712 为正的正半周期 720 的中心的持续角为 2*A 的正脉冲 715 和在 电流 712 为负的负半周期 722 的中心的持续角为 2*A 的负脉冲 717。对于该周期的剩余部 分， 来自该单元的输出电压为零。由于该单元在正半周期 720 期间 （当负载电流为正时） 产 生正电压而在负半周期 722 期间 （当负载电流为负时） 产生负电压， 所以功率从该单元流向 负载。利用这种控制模式， 对于该单元的控制仅有一个自由度、 即角度 A 的值。
通常， 当对于串联连接的数目为 “X” 的功率单元利用这种 SHE 方法时， 串联的 “X” 个单元的相组具有 “X” 个自由度用于控制。例如当对于串联连接的六个功率单元利用这种 SHE 方法时， 有可能使六个功率单元中的每个功率单元都具有针对角度 A 的不同值。因此， 串联的六个单元的相组具有六个自由度用于控制。一个自由度被用来建立预期基波幅度。 剩余的五个自由度可以被用来消除多达五个分离的非所需谐波。
图 8 图示了根据各种实施例的电力供应设备的相组中的六个单元的输出电压 801-806。为简单起见， 在图 8 中仅示出了单元输出电压的一个正半周期， 因为负半周期除 了极性相反之外将是相同的。对于这样的实施例， 每个单元对于不同角度利用上述 SHE 控 制方法。在图 8 中紧跟在相对应的单元输出电压之后示出了六个不同角度 （A 、 B、 C、 D、 E和 F） ， 并且在图 8 的顶部列出相应角度的以度为单位的值。这些角度表示来自每个单元的脉 宽的一半。 “M” 的值与相组的预期基波输出电压成比例。如图 8 中所示， 单元输出电压的每 个脉冲在半周期中居中于 90°。 图 8 也图示了由将六个串联连接的单元一起求和而产生的 波形 810 以及基波和前五个奇数谐波的幅度的各种实施例。对于所选的角度， 基波 （所需） 电压具有其最大值的近似 75%， 但是 5 次谐波 （非所需） 电压、 7 次谐波 （非所需） 电压、 11 次谐波 （非所需） 电压和 13 次谐波 （非所需） 电压都在 0.07% 以下。3 次谐波并非零， 但是由于 可被三除尽的所有谐波为零序列 （如果这些谐波在所有三相上平衡） ， 所以这些谐波由于三 线连接而不能出现在负载上。
使角度的值与预期基波和与非所需谐波相关的联立方程集是超越的， 这意味着没 有解析解。根据各种实施例， 在上面引用的 Chiasson 的论文中描述的方法可以被用来找到 给出预期基波同时消除某些谐波的角度集。根据其它实施例， 可以利用计算装置执行收敛 搜索， 以找到给出预期基波同时消除某些谐波的角度集。这些 “脱机” 解可以被存储在存储 装置中， 用于主控中的实时使用。
然而， 这样的解未必对于所有的基波 （所需） 电压可能值都存在。在图 9 中图示了 两次收敛搜索的结果。 虽然有其中当每个搜索都被配置来消除五个谐波时不能找到解的基 波电压范围， 但是当搜索被配置来消除仅四个谐波 （5 次、 7 次、 11 次和 13 次） 时在 87% 与 25% 的基波之间找到第一连续解而在 28% 与 0% 的基波之间找到第二连续解。在图 9 中组合 在 28% 以上和以下的通过这两次搜索找到的角度 A -F 。
针对基波电压的六个特定值， 在图 8、 10、 11、 12、 13 和 14 中示出了与图 9 中的角度 A-F 相对应的波形。这六个特定值由图 9 中的虚线垂直箭头表示并且分别对应于图 8、 10、 11、 12、 13 和 14。
图 10-14 与图 8 的类似之处在于图 10 － 14 分别列出针对 “M” 的值， 列出六个相 应角度 A -E 的以度为单位的值， 图示了根据各种实施例的电力供应设备的相组中的六个单 元的输出电压， 角度分别表示来自每个单元的脉宽的一半， 示出了单元输出电压的仅一半 周期的值， 单元输出电压的每个脉冲都居中于 90°， 并且图示了由将六个串联连接的单元 一起求和而产生的波形以及基波和前五个奇数谐波的幅度的各种实施例。
然而， 图 8 和图 10-14 中的每个图都与不同的基波电压相关联。尽管与图 8 相关 联的预期基波是最大值的近似 75%， 但是分别与图 10-14 相关联的预期基波近似于最大值 的 85%、 最大值的 63%、 最大值的 56%、 最大值的 48% 和最大值的 36%。
图 10 示 出 了 角 度、 波 形 1001-1006 和 最 终 得 到 的 总 和 1010， 这 些 角 度、 波形 1001-1006 和最终得到的总和 1010 被找到来产生为其最大值的 85% 的基波 （所需） 电压， 而 5 次谐波 （非所需） 电压、 7 次谐波 （非所需） 电压、 11 次谐波 （非所需） 电压和 13 次谐波 （非所 需） 电压都在 0.07% 以下。图 11 示出了角度、 波形 1101-1106 和最终得到的总和 1110， 这些 角度、 波形 1101-1106 和最终得到的总和 1110 被找到来产生为其最大值的 63% 的基波 （所 需） 电压， 而 5 次谐波 （非所需） 电压、 7 次谐波 （非所需） 电压、 11 次谐波 （非所需） 电压和 13 次谐波 （非所需） 电压都在 0.11% 以下。图 12 示出了角度、 波形 1201-1206 和最终得到的总 和 1210， 这些角度、 波形 1201 － 1206 和最终得到的总和 1210 被找到来产生为其最大值的 56% 的基波 （所需） 电压， 而 5 次谐波 （非所需） 电压、 7 次谐波 （非所需） 电压、 11 次谐波 （非 所需） 电压和 13 次谐波 （非所需） 电压都在 0.17% 以下。图 13 示出了角度、 波形 1301-1306 和最终得到的总和 1310， 这些角度、 波形 1301 － 1306 和最终得到的总和 1310 被找到来产 生为其最大值的 48% 的基波 （所需） 电压， 而 5 次谐波 （非所需） 电压、 7 次谐波 （非所需） 电 压、 11 次谐波 （非所需） 电压和 13 次谐波 （非所需） 电压都在 0.25% 以下。图 14 示出了角 度、 波形 1401-1406 和最终得到的总和 1410， 这些角度、 波形 1401 － 1406 和最终得到的总 和 1410 被找到来产生为其最大值的 36% 的基波 （所需） 电压， 而 5 次谐波 （非所需） 电压、 7次谐波 （非所需） 电压、 11 次谐波 （非所需） 电压和 13 次谐波 （非所需） 电压都在 0.14% 以下。
通过利用上述 SHE 方法而生成的并且在图 8 和图 10-14 中示出的波形可以在电力 供应设备的输出产生与利用开关频率为基波 （所需） 频率的四倍的 PWM 控制而产生的功率质 量一样好的并且开关损耗更低的功率质量。 然而， 如下文更详细描述的那样， 输入功率质量 通常将不会与利用 PWM 控制产生的功率质量一样好， 并且一些角度可能呈现在基波的某个 值以下的负值。
利用 SHE 方法， 每个功率单元都产生不同数量的基波电压。由于每个串联连接的 相组中的所有功率单元都承载相同的电流， 所以这些功率单元也产生不同数量的功率。如 上文所述， 在变压器 110 的初级绕组 112（参见图 1） 的谐波消失与承载相等份额的负载功 率的所有功率单元有关。由于在 SHE 方法的情况下并非这种情况， 所以利用 SHE 方法产生 的输入功率质量通常不会与利用 PWM 控制产生的功率质量一样好。
利用 SHE 方法， 如图 9 中所示， 一些角度可能呈现负值。在图 13 中， 清楚的是角度 A 为负的， 因为来自相对应的单元的脉冲 1301 在正半周期期间为负的。在图 14 中， 角度 A 和 B 均为负的， 因为它们的脉冲 1401、 1402 为负的。因此， 不同于在 Chiasson 的论文中描 述的方法 （其中不允许负角度并且所获得的解中存在差距） ， 与图 9 相关联的收敛搜索允许 负角度。例如在图 15 中示出了负角度的实施方案。 回顾图 7 中的内容， 正控制角意味着左极 （T1） 701 被提前控制角而右极 （T2） 702 被延迟相同控制角。结果是来自该单元的输出电压 （T1-T2） 710 包括在正半周期 770 的中 心的持续时间为控制角的两倍的正脉冲 715 和在负半周期 722 的中心的持续时间为控制角 的两倍的负脉冲 717。对于该周期的剩余部分， 来自该单元的输出电压为零。图 15 示出了 负控制角意味着左极 （T1） 1501 具有负提前或者被延迟控制角， 而右极 （T2） 1502 具有负延 迟或者被提前相同控制角。结果是来自该单元的输出电压 （T1-T2） 1510 是在电流 1512 为 正的正半周期 1520 的中心的持续时间为控制角的两倍的负脉冲 1515 和在电流 1512 为负 的负半周期 1522 的中心的持续时间为控制角的两倍的正脉冲 1517。对于该周期的剩余部 分， 来自该单元的输出电压为零。
然而， 如图 15 中所示， 利用负控制角， 单元产生负电压 1515， 与此同时负载电流 1512 为正， 而且产生正电压 1517， 与此同时负载电流 1512 为负。在这两种情况下， 功率从 负载流入到该单元中。当如图 2 中所示地配置功率单元时 （其中功率单元 210 包括二极管 整流器 212） ， 功率单元并未被配置来向专用次级绕组返回功率。
对于可以接收负角度命令的每个功率单元， 给功率单元配置再生整流器而不是二 极管整流器会允许功率单元向专用次级绕组返回功率。然而， 这样的配置给功率单元增添 相当可观的成本和复杂度。
可以通过旋转角度命令在功率单元之间的分配来克服与产生不同数量的功率的 每个功率单元和与呈现负值的一些角度的关连。因此无需再生整流器。
由于来自每个相组的输出电压是来自所有六个单元的电压之和， 所以哪个单元被 分配来实施每个单独的角度命令无关紧要。因此， 最初随机地向每个相组中的六个单元分 配六个角度。然后， 在操作间隔之后， 在新模式下重新分配角度， 以致没有单元被分配有在 前五个模式期间已经被给予的角度。 按照相等间隔连续地重复这一过程。 在六个间隔之后， 模式将重复， 并且每个单元将已生成相同的平均份额的负载功率。因此将恢复在变压器的
初级绕组的谐波消失。在每个单元产生 （为正的） 相同部分份额的负载功率的情况下， 每个 部分份额也将为正的， 并且没有单元要求再生整流器。
在旋转角度命令的分配的情况下， 来自每个单元的在一个完整旋转周期期间的平 均功率将相等， 但是来自每个单元的功率将在旋转周期内波动。对于这样的配置， 电容器 （图 2 中的 214） 可被确定大小来提供足够的滤波， 使得这些波动并不影响功率流入单元中。 具体而言， 电容器 214 可以被确定大小来能够存储在具有负角度命令的间隔期间所吸收的 能量， 使得可以稍后在具有正角度命令的间隔期间消耗所存储的能量。电容器 214 可以被 确定大小来存储这一能量， 而不必充电到过高的电压电平。可以通过避免具有连续的负角 度命令的模式并且通过使旋转时段尽可能短来限制充电。如下文所述， 分配间隔可以少于 或者等于输出频率的一个周期， 使得旋转时段并未超过输出频率的一个周期与每个相组的 单元数目的乘积。在各种实施方案中， 分配间隔可以等于输出频率的一半周期。
通常， 功率单元可以与用于正常的 50/60 赫兹 PWM 应用的功率单元相同地被配置， 使得这些功率单元将已经具有足够滤波来处理这些低频处的正常纹波电流。对于高频应 用， 使用上述 SHE 方法， 这种正常滤波通常将是充分的。
图 16 图示了使用无角度工作旋转的 SHE 控制的来自一个单元组 （即六个功率单 元） 的示例性波形。对于图 16， 选择如下角度集 A-F ： 该角度集 A-F 仅产生最大基波电压的 25%， 其中三个角度命令 （A、 B 和 C） 为负的。这一特定角度集来自图 9 上未示出的不同解。 图 16 的顶部示出了相组中的每个单元的两极在三个周期的间隔上的波形。第一 单元的左极被标记为 LP1， 而第一单元的右极被标记为 RP1。附加单元的相应左极和右极被 标记为 RP2-RP6 和 LP2-LP6。每个单元的每个极都生成对称的方波电压。
图 16 也示出了相组中的每个单元在三个周期的相同间隔上的输出电压。这些单 元被标记为 CL1-CL6。如图 16 中所示， 功率单元 CL1-CL3 在其中电流 1612 为正的正半周期 期间产生负脉冲而在其中电流 1612 为负的负半周期期间产生正脉冲。功率单元 CL4-CL6 在正半周期期间产生正脉冲而在负半周期期间产生负脉冲。控制变量 Q 控制对角度命令的 旋转并且因此在图 16 中是不活动的。
图 16 的底部示出了来自所有六个单元的输出电压之和 1610 的波形和输出电流的 假设波形 （有单位功率因数而无谐波） 。如假设的那样图示了波形 1610， 因为实际输出电流 1612 可以具有不同的功率因数和谐波。 对于与图 16 相关联的 SHE 方法， 每个单元所产生的 或者所吸收的平均功率将不同并且对于前三个单元将为负的。 六个单元中的每个单元的左 极和右极中的 IGBT 和反并联二极管中的平均电流对于每个单元将不同。
图 17 图示了使用有角度工作旋转的 SHE 控制的来自一个单元组 （即六个功率单 元） 的示例性波形。图 17 利用与图 16 中利用的角度集相同的角度集。参照与图 17 相关联 的 SHE 方法， 在每个半周期结束时旋转角度命令分配。因此， 每六个半周期 （或者三个全周 期） 出现完整的旋转。
图 17 的顶部示出了相组中的每个单元的两极在三个周期的间隔上的波形。标记 表示与图 16 中相同。 每个单元的每个极仍然如图 16 中那样每个周期进行一次正和负切换， 但是方波电压不再如图 16 中那样是对称的。
图 17 也示出了相组中的每个单元在三个周期的相同间隔上的输出电压 1710。标 记表示与图 16 中相同。每个单元在三个周期的时段期间产生具有六个不同持续时间的脉
冲， 而不是如图 16 中那样产生相同持续时间的六个脉冲。每个单元在三个周期的时段期间 产生具有负角度的三个脉冲和具有正角度的三个脉冲。功率单元 CL1、 CL3 和 CL5 产生的模 式除了一个周期的位移之外都是相同的。功率单元 CL2、 CL4 和 CL6 产生的模式也除了一个 周期的位移之外都是相同的， 并且除了具有相反极性之外与功率单元 CL1、 CL3 和 CL5 产生 的模式匹配。
控制变量 Q 控制对角度分配的旋转， 并且与在图 16 中不同， Q 在三个周期的时段 期间逐步完成 （step through） 六个不同值。在每个半周期结束时出现阶跃， 并且因为所有 极在那些点都具有相同值， 所以旋转将不会引起额外的切换事件。
图 17 的底部示出了来自所有六个单元的输出电压之和 1710 的波形和输出电流 1712 的波形。输出电压之和 1710 与图 16 相同， 因为如前文所阐述的那样分配哪个单元来 实施每个单独的角度命令无关紧要。
对于与图 17 相关联的 SHE 方法， 六个单元中的每个单元所产生的或者所吸收的平 均功率将相等并且对于所有六个单元将为正的。 六个单元中的每个单元的左极和右极中的 IGBT 和反并联二极管中的平均电流也将未必相等， 但是将具有比无旋转时少得多的变化。 此外， 在单元 CL1、 CL3 和 CL5 的左极中的平均电流将等于在单元 CL2、 CL4 和 CL6 的右极中 的平均电流 ； 并且反之亦然。出现这一两分法是因为单元 CL1、 CL3 和 CL5 产生的切换模式 具有与单元 CL2、 CL3 和 CL6 产生的切换模式相反的极性。 图 18 图示了使用有角度工作旋转的 SHE 方法的来自一个单元组 （即六个功率单 元） 的示例性波形。图 18 利用与图 17 相同的角度集并且示出了在六个周期的间隔上的波 形。参照与图 18 相关联的 SHE 方法， 在每个全周期结束时而不是如图 17 中那样在每个半 周期结束时旋转角度分配。因此， 每六个全周期出现完整的旋转。
图 18 的顶部示出了相组中的每个单元的两极在六个周期的间隔上的波形。标记 表示与图 16 和图 17 中相同。每个单元的每极仍然如在图 16 和图 17 中那样每个周期进行 一次正和负切换， 但是方波电压不再如图 16 中那样是对称的。然而， 在六个周期之后， 每个 单元的每极都已经在正电平花费总时间的一半而在负电平花费一半。
图 18 也示出了相组中的每个单元在六个周期的相同间隔上的输出电压。标记表 示与图 16 和图 17 中相同。每个单元在六个周期的时段期间产生各自有六个不同持续时间 的两个脉冲， 即每个持续时间的一个正脉冲和一个负脉冲。每个单元在六个周期的时段期 间产生具有负角度的六个脉冲和具有正角度的六个脉冲。 所有单元产生的模式除了一个周 期的位移之外都是相同的。
控制变量 Q 控制对角度分配的旋转并且在六个周期的时段期间逐步完成六个不 同值。 在每个全周期结束时出现阶跃， 并且因为所有极在那些点都具有相同值， 所以旋转将 不会引起额外的切换事件。
图 18 的底部示出了来自所有六个单元的输出电压之和 1810 的波形和输出电流 1812 的假设波形。输出电压之和 1810 与图 16 和图 17 相同， 因为如前文所阐述的那样分配 哪个单元来实施每个单独的角度命令无关紧要。
对于与图 18 相关联的 SHE 方法， 六个单元中的每个单元所产生的或者所吸收的平 均功率将相等并且对于所有六个单元将为正的。 六个单元中的每个单元的左极和右极中的 IGBT 和反并联二极管中的平均电流对于所有单元也将是相等的， 并且反并联二极管中的平
均电流对于所有单元也将是相等的。
图 19 图示了使用有角度工作旋转的来自一个单元组 （即六个功率单元） 的示例性 波形。 图 19 与图 18 相同， 除了图 19 使用产生 74% 的基波电压并且无负角度的角度集之外。 对于与图 19 相关联的 SHE 方法， 来自每个单元的平均功率相等并且对于所有六个单元均为 正的。IGBT 中的平均电流对于所有单元也是相等的， 并且反并联二极管中的平均电流对于 所有单元也是相等的。
图 19 的底部示出了来自所有六个单元的输出电压之和 1910 的波形和输出电流 1912 的假设波形。图 19 示范了每个全周期的角度命令旋转无论是否存在负角度都在单元 之间维持相等的平均功率并且在所有单元 IGBT 之间维持相等的电流而且也在所有单元反 并联二极管之间维持相等的电流。
每个半周期或者每个全周期的角度命令旋转对于所有单元将实现相等的平均功 率， 并且因此将在变压器的初级实现良好的谐波电流消失。对于电力供应设备可以容许 IGBT 和反并联二极管的平均电流有一些变化的应用， SHE 方法可以每个半周期利用旋转来 实现电容器 （图 2 中的 214） 所需的最短可能旋转时段和最少能量存储。 然而， 如果针对 IGBT 和反并联二极管需要保证相等的平均电流， 则 SHE 方法可以利用每个全周期的旋转。
前文已经描述了使用如下 SHE 波形 ： 这些 SHE 波形允许开关频率等于所需频率来 使得每个开关装置每个周期仅接通和关断一次。这些 SHE 波形对于每个单元仅提供一个自 由度。在每个单元仅有一个自由度的情况下， 可能需要最少五个单元来控制来自电力供应 设备的输出电压的基波幅度并且也利用这些波形来消除四个谐波。在一些应用中， 可能需 要运用每相六个单元来找到开关角的连续解。然而在许多应用中， 所需最大输出电压可以 允许每相较少数目的单元， 这可以造成更少的成本。 对于这样的应用， 对于每个单元提供多 于一个的自由度的 SHE 波形可以被用来控制来自电力供应设备的输出电压的基波幅度并 且也消除谐波。被消除的谐波的数目可以变化。
图 20 图示了根据各种实施例的选择性谐波消除 （SHE） 控制模式。在图 20 中， 开 关频率等于所需频率的两倍。图 20 的 SHE 控制模式与图 7 的 SHE 控制模式几乎相同， 除了 持续角为 B 的缺口 2030 被插入到左极输出 T1 2001 的正半周期 2020 的中间并且相同缺口 2032 也被插入到右极输出 T2 2002 的负半周期 2022 的中间之外。在插入这些缺口的情况 下， 左极和右极都每周期切换两次而不是每周期切换一次。缺口使单元输出 （T1-T2） 2010 在每个半周期中包含两个脉冲而不是仅一个脉冲。这两个脉冲的持续时间和位置由角度 A 2035 和角度 B 2030/2032 来确定， 使得有两个自由度。
如果在图 1 的单元中使用图 20 的 SHE 波形， 从而使这些单元每周期切换两次， 则 会有可能获得每相仅三个单元的六个自由度。这可以允许消除与前文针对每相六个单元 （每个单元每周期切换一次） 所述的情况有相同数目的谐波。这样的方法对于可以容许更高 开关频率的诸多应用可以是一种有利折衷并且会仍然给出比利用 PWM 控制更低的开关损 耗。
图 21 图示了根据各种实施例的选择性谐波消除 （SHE） 控制模式。图 21 的 SHE 控 制模式与图 20 的 SHE 控制模式几乎相同， 除了左极 T1 2101 的波形和右极 T2 2012 的波形 已经被交换之外。单元输出 （T1-T2） 2110 在每个半周期中仍然包含两个脉冲而不是仅一个 脉冲， 但是这些脉冲与图 20 相比具有相反极性。因此， 与图 21 相关联的 SHE 方法可以产生负功率流。
针对 SHE 角度的解可能未必对于所有的基波 （所需） 电压可能值都存在。图 22 示 出了当计算机程序被配置为利用每个相组三个功率单元来消除四个谐波 （5 次谐波、 7 次谐 波、 11 次谐波和 13 次谐波） 时的两次搜索的结果。在 62% 与 0% 的基波电压之间找到一个 连续解， 而在 69% 与 62% 的电压之间找到第二连续解。组合这些解以创建图 22。
图 22 中的角度 A-F 被解释如下 ： 每个单元产生对称地位于每个半周期中的两个脉 冲。可以将这两个脉冲形象化为中间有更窄的缺口的一个主脉冲。可以将缺口形象化为负 宽度的脉冲。在缺口的宽度为 -2*A 的情况下， 三个功率单元中的第一功率单元产生宽度为 2*D 的主脉冲。在缺口的宽度为 -2*B 的情况下， 三个功率单元中的第二功率单元产生宽度 为 2*E 的主脉冲。在缺口的宽度为 -2*C 的情况下， 三个功率单元中的第三功率单元产生宽 度为 2*F 的主脉冲。因为缺口宽度角度必须为负的， 所以有比在与图 9 相关联的搜索中更 多的约束。由于附加约束， 所以尽管图 9 的解达到 87% 的最大电压， 但是图 22 的解仅达到 69% 的最大电压。 如果缺口宽度超过主脉冲宽度， 则该单元将在正半周期期间产生负脉冲并 且将具有负功率流。
为了更为清晰， 针对两个特定的基波电压值， 针对图 22 中描绘的角度 A-F 显示波 形。这两个特定值由图 22 中的虚线垂直箭头表示并且分别对应于图 23-26。图 23-26 中 的每个图都列出 “M” 的值 （与预期基波幅度成比例） ， 列出六个相应角度 A-F 的值 （以度为单 位） ， 图示了根据各种实施例的电力供应设备的 A 相组中的三个单元 （CLa1、 CLa2、 CLa3） 的 输出电压， 图示了 A、 B 和 C 相组中的单元电压之和并且图示了控制角度命令旋转的控制变 量 Q。图 23-26 中的每个图也示出了从 A 相到零相的负载电压和 A 相的假设负载电流。
图 23 示出了无角度命令旋转的与最大可能基波电压的 13% 相对应的波形。每个 A 组单元的输出对于每个周期重复而不改变并且不同于其它 A 组单元。如图 23 中所示， 功 率单元 CLa1 在正半周期期间产生正脉冲。功率单元 CLa2 也在正半周期期间产生正脉冲， 但是持续时间不同于功率单元 CLa1 的持续时间。功率单元 CLa3 在正半周期期间产生负脉 冲并且将具有负功率流。因此， 功率单元中的每个功率单元都产生不同数量的功率。图 23 的底部示出了来自所有单元的输出电压之和 2310 的波形和输出电流 2312 的假设波形。
图 24 也示出了与最大可能基波电压的 13% 相对应的但是有角度命令旋转的波形。 变量 Q 在三个周期的旋转间隔期间逐步完成三个相继值， 然后该模式重复。在每个全周期 结束时出现阶跃， 并且因为所有极在那些点具有相同值， 所以旋转将不会引起额外的切换 事件。Q 的值被用来确定给每个单元分配哪个 SHE 波形。图 24 中的从 A 相到零相的负载电 压 2410（Van） 与图 23 中相同， 因为如前文所阐述的那样分配哪个单元来实施每个单独的角 度命令无关紧要。
图 24 示出了 ： 在每个全周期有角度命令旋转的情况下， 每个单元在三个周期的旋 转时段期间产生相同波形 （在单元之间有一个周期的相移） 。每个单元经历一个周期的负功 率流， 但是针对每个单元的平均功率为正的并且对于所有单元相同。
图 25 示出了无角度命令旋转的与最大可能基波电压的 69% 相对应的波形。每个 A 组单元的输出对于每个周期重复而不改变并且不同于其它 A 组单元。如图 25 中所示， 功 率单元 CLa1 在正半周期期间产生正脉冲。功率单元 CLa2 也在正半周期期间产生正脉冲， 但是持续时间不同于功率单元 CLa1 的持续时间。功率单元 CLa3 也在正半周期期间产生正脉冲， 但是持续时间不同于功率单元 CLa1 和 CLa2 的持续时间。因此， 每个功率单元都产生 不同数量的功率。
图 26 也示出了与最大可能基波电压的 69% 相对应的、 但是有角度命令旋转的波 形。变量 Q 在三个周期的旋转间隔期间逐步完成三个相继值， 然后该模式重复。在每个全 周期结束时出现阶跃， 并且因为所有极在那些点都具有相同值， 所以旋转将不会引起额外 的切换事件。Q 的值被用来确定给每个单元分配哪个 SHE 波形。图 26 中的从 A 相到零相的 负载电压 2610 与图 25 中相同， 因为如前文所阐述的那样分配哪个单元来实施每个单独的 角度命令无关紧要。
图 26 示出了 ： 在每个全周期有角度命令旋转的情况下， 每个单元在三个周期的旋 转周期期间产生相同波形 （在单元之间有一个周期的相移） 。针对每个单元的平均功率为正 的并且对于所有单元都相同。
如前文所述， 对于每个单元提供多于一个的自由度的 SHE 波形可以被用来控制输 出电压的基波幅度并且消除谐波。图 27 图示了如下选择性谐波消除 （SHE） 控制模式 ： 该 选择性谐波消除 （SHE） 控制模式具有三个自由度并且也具有等于所需频率的三倍的开关频 率。这一模式类似于图 7 的模式， 其中左极输出 T1 2701 被提前角度 A 而右极输出 T2 2702 被延迟相同角度 A。然而， 在图 27 中， 持续角为 C 的缺口和持续角为 B 的脉冲被插入到左极 输出 T1 2701 的正半周期 2720 中。左极输出 T1 2701 的负半周期 2722 相同， 但极性相反， 使得该左极输出 T1 2701 的负半周期 2722 包含持续角为 B 的缺口和持续角为 C 的脉冲。 右 极输出 T2 2702 也类似于图 7 中所示的右极输出， 除了持续角为 C 的缺口和持续角为 B 的 脉冲被插入到右极输出 T2 2702 的负半周期 2722 中之外。右极输出 T2 2702 的正半周期 2720 相同， 但极性相反， 使得该右极输出 T2 2702 的正半周期 2720 包含持续角为 B 的缺口 和持续角为 C 的脉冲。
在插入这些缺口和脉冲的情况下， 左极和右极均每周期切换三次而不是每周期切 换一次。缺口和脉冲使单元输出 （T1-T2） 2710 在每个半周期中包含三个脉冲而不是仅一个 脉冲。这三个脉冲的持续时间和位置由角度 A 、 角度 B 和角度 C 确定 ； 使得有三个自由度。
如果在与图 1 类似的电力供应设备的单元中使用图 27 的 SHE 波形从而使其每周 期切换三次， 则会有可能获得每相仅有两个单元的六个自由度。这可以允许消除与前文针 对每相六个单元 （分别每周期切换一次） 所述的情况有相同数目的谐波。这样的方法对于可 以容许更高开关频率的诸多应用可以是一种有利折衷并且会仍然具有比 PWM 控制更低的 开关损耗。
图 28 图示了如下 SHE 控制模式 ： 该 SHE 控制模式具有等于所需频率的三倍的开关 频率。这一模式与图 27 的控制模式几乎相同， 除了左极 T1 2701 和右极 T2 2702 的波形已 经被交换之外。单元输出 2710 也与图 27 的单元输出几乎相同， 除了极性被反转之外， 使得 该单元现在在正半周期 2720 期间产生负电压而在负半周期 2722 期间产生正电压。因此， 图 28 的 SHE 控制模式可以被用来产生负功率流。
对于图 27 和图 28 的波形， 找到给出预期基波电压同时消除某些谐波电压的 SHE 角度的过程对于每周期切换一次和每周期切换两次的模式会类似于前文所示的情况。
根据各种实施例， SHE 波形可以被用来每周期将高速电机驱动中的装置切换一次。 然后随着速度 （并且因此频率） 减小， 在最高速度的约一半时， 其它 SHE 波形可以被用来每周期将装置切换两次。开关损耗会仍然没有比在最高速度时更差， 但是可以消除两倍之多的 谐波。随着速度进一步减小， 在最高速度的约三分之一时， 尚有其它 SHE 波形可以被用来每 周期将装置切换三次。开关损耗会仍然没有比在最高速度时更差， 但是可以消除三倍之多 的谐波。这个过程随着速度减小一次又一次地继续。最终， 速度可以达到对于利用 PWM 控 制来切换装置可接受的点。
图 29 图示了用于使用在此描述的方法来控制高速 AC 电机 2905 的示例性控制系 统 2900。参照图 29， 电力电路 2910 由如下系统控制 ： 该系统测量在电力电路 2910 与旋转 电机机架 2905 之间的电流信号 2921 和电压信号 2923。 所测量的三相电流和电压信号分别 可以被变换成两相表示 （2922， 2924） 以及被变换成估计旋转的 d-q 轴中的电压和电流的表 示 （2926， 2928） 。磁通估计器 （flux estimator） 2930 可以使用 d-q 电压电流来确定定子磁 通幅度、 频率和相位。
磁通速度调节器 2932、 2934 被用来分别生成针对磁通和转矩产生部件 2936、 2938 的电流命令。电流调节器 2940 将所测量的 d-q 电流调节成所命令的值。前馈信号 2942、 2944 被相加来去耦合磁通和转矩并且提高瞬态响应。
利用这一控制方法， 可以使用滑差补偿 2950, 但是通常仅针对感应电机使用滑差 补偿 2950。对于同步电机和永磁电机 （其中转子以与定子相同的频率自旋） ， 滑差补偿块 2950 可能不提供任何输出。 所有其它功能相同。 定子电阻是主要对基于定子磁通的控制的 稳定性有影响的参数。不正确的转子电阻值可能仅引起速度误差并且可以不影响转矩。可 以通过使用稳健的电机电压积分器 （未示出） 来估计定子磁通而解决低速时的稳定性问题。 可以在中压 （2300 伏特和更高） 和高功率 （例如 1000 千瓦和更高） 时在包括高速应 用 （例如 250 赫兹和更高的频率） 的各种应用中使用在此描述的实施例。
尽管在此已经通过例子描述本发明的若干实施例， 但是本领域技术人员将理解可 以实现对所述实施例的各种修改、 变更和适配而不脱离本发明的如所附权利要求书限定的 精神和范围。