信道估计方法和信道估计装置 【技术领域】
本发明涉及通信技术领域，尤其涉及一种信道估计方法和信道估计装置。
背景技术
在LTE(Long Term Evolution，长期演进)无线通信系统中，OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分复用)是其核心的物理层技术，其把数据流调制在多个正交的子载波上，正交子载波之间频谱可重叠，使得频谱利用率大大提高。
参照图1，在OFDM系统中，传输的信号可以通过资源栅格来描述，资源栅格将整个时域和频域的资源以资源粒子(RE，Resource Element)的形式表示出来，资源粒子即图1中的最小方格，它对应于频域上的一个子载波和时域上的一个符号(symbol)的时间长度。OFDM系统中所有需要传输的信息都是通过资源粒子来承载。
由于无线信道不仅存在由多径传播引起的频率选择性衰落，而且遭受多普勒频移带来的时间选择性衰落，为了正确解调数据，接收机需要知道所有RE位置上的信道情况。
根据LTE协议要求，发射机在发送数据同时，还发送参考信号(RS，Reference Signal)，即在特定的资源粒子位置插入已知的参考信号，接收机可以基于参考信号进行信道估计。具体的，接收机首先提取参考信号位置上的接收信号；根据参考信号位置上的接收信号和接收机存储的本地参考信号，计算参考信号位置上的信道粗估计；然后采用插值滤波器对参考信号位置上的信道粗估计进行插值处理，得到所有RE位置上的信道估计。
在使用插值滤波器对参考信号位置上的信道粗估计进行插值处理时，可以采用二维时频滤波器进行时频域插值。然而，由于二维时频滤波器在实际工程实现上不易实现，因此，在信道是广义平稳非相关散射信道时，可以采用两个级联的一维滤波器进行时频域插值。
现有技术中可以采用固定模型的Wiener(维纳)滤波器进行频域信道估计，其在预处理阶段完成滤波器设计，由于不需要实时进行滤波器系数更新，在信道估计时大大降低了信道估计的复杂度。但是由于采用的是固定系数，因此不能自适应的进行信道估计，在某些信道环境下可能会由于模型失配而导致信道估计很差，系统性能较低。
现有技术中也可以采用基于PDP(Power Delay Profile，功率时延谱)的自适应Wiener滤波器的频域信道估计，采用自适应的Wiener滤波器对频域信道估计的性能较高，然而，由于需要实时进行滤波器系数更新，其运算复杂度也比较高。
【发明内容】
有鉴于此，本发明提供一种信道估计方法和信道估计装置，在保证信道估计性能的前提下，极大地降低了系统运算复杂度。
为解决上述问题，本发明提供一种信道估计方法，包括以下步骤：
获取参考信号位置上的信道粗估计；
获取所述参考信号位置上的信道粗估计在时域上的多径时延估计，并根据所述多径时延估计确定需要采用的频域插值滤波器的截止频率；
从存储的频域插值滤波器组中，选择与所述截止频率对应的第一频域插值滤波器；
采用所述第一频域插值滤波器和时域插值滤波器对所述参考信号位置上的信道粗估计进行插值处理，得到所有资源粒子位置上的信道估计。
所述从存储的频域插值滤波器组中，选择与所述截止频率对应的第一频域插值滤波器，之前还包括：
存储所述频域插值滤波器组，所述频域插值滤波器组由多个截止频率不同的频域插值滤波器组成。
所述多径时延估计包括多径时延粗估计和最强多径时延估计，所述获取所述参考信号位置上的信道粗估计在时域上的多径时延估计，具体为：
将所述参考信号位置上的信道粗估计变换到时域，得到时域多径信号，并能够根据所述时域多径信号，得到时域多径功率信号；
获取所述时域多径功率信号的多径时延粗估计；
根据所述多径时延粗估计，获取所述时域多径功率信号的最强多径时延估计。
所述采用所述第一频域插值滤波器和时域插值滤波器对所述参考信号位置上的信道粗估计进行插值处理，得到所有资源粒子位置上的信道估计，具体为：
采用所述时域插值滤器对所述参考信号位置上的信道粗估计进行时域插值处理，得到所述参考信号位置上的时域信道估计；
采用所述第一频域插值滤波器对所述参考信号位置上的时域信道估计进行频域插值处理，得到所有资源粒子位置上的信道估计。
所述采用所述第一频域插值滤波器和时域插值滤波器对所述参考信号位置上的信道粗估计进行插值处理，得到所有资源粒子位置上的信道估计，具体为：
采用所述第一频域插值滤波器对所述参考信号位置上的信道粗估计进行频域插值处理，得到所述参考信号位置上的频域信道估计；
采用所述时域插值滤器对所述参考信号位置上的频域信道估计进行时域插值处理，得到所有资源粒子位置上的信道估计。
所述采用所述第一频域插值滤波器对所述参考信号位置上的信道粗估计进行频域插值处理，之前还包括：
对所述参考信号位置上的信道粗估计进行线性补偿，得到补偿后的参考信号位置上的信道粗估计。
采用所述第一频域插值滤波器对所述参考信号位置上的信道粗估计进行频域插值处理，得到所述参考信号位置上的频域信道估计，之后还包括：
将所述参考信号位置上地频域信道估计乘以所述第一频域插值滤波器的补偿系数，得到补偿后的参考信号位置上的频域信道估计。
所述补偿系数是通过将预设归一化训练序列输入所述第一频域插值滤波器后取反而得到。
所述采用所述第一频域插值滤波器对所述参考信号位置上的信道粗估计进行频域插值处理，得到所述参考信号位置上的频域信道估计，之后还包括：
根据所述多径时延估计，判断是否需要对所述参考信号位置上的频域信道估计进行抗镜像补偿；
如果需要，则将所述参考信号位置上的频域信道估计变换到时域，得到第一时域信号，对所述第一时域信号进行线性去镜像或直接置零处理，得到第二时域信号，将所述第二时域信号变换到频域，得到新的参考信号位置上的频域信道估计。
所述频域插值滤波器组为采用Parks-McClellan算法设计的等波纹FIR可变截止频率的滤波器组，所述等波纹FIR可变截止频率的滤波器组采用多相分解结构；
所述时域插值滤器为线性插值滤波器。
本发明还提供一种信道估计装置，包括：
信道粗估计模块，用于获取参考信号位置上的信道粗估计；
截止频率确定模块，用于获取所述参考信号位置上的信道粗估计在时域上的多径时延估计，并根据所述多径时延估计确定需要采用的频域插值滤波器的截止频率；
滤波器选择模块，用于从存储的频域插值滤波器组中，选择与所述截止频率对应的第一频域插值滤波器；
插值处理模块，用于采用所述第一频域插值滤波器和时域插值滤波器对所述参考信号位置上的信道粗估计进行插值处理，得到所有资源粒子位置上的信道估计。
所述信道估计装置还包括：
存储模块，用于存储所述频域插值滤波器组，所述频域插值滤波器组由多个截止频率不同的频域插值滤波器组成。
所述截止频率确定模块包括：
变换模块，用于将所述参考信号位置上的信道粗估计变换到时域，得到时域多径信号，并根据所述时域多径信号，得到时域多径功率信号；
多径时延粗估计获取模块，用于获取所述时域多径功率信号的多径时延粗估计；
最强多径时延估计获取模块，用于根据所述多径时延粗估计，获取所述时域多径功率信号的最强多径时延估计。
所述插值处理模块包括：
第一处理模块，用于采用所述时域插值滤器对所述参考信号位置上的信道粗估计进行时域插值处理，得到所述参考信号位置上的时域信道估计；
第二处理模块，用于采用所述第一频域插值滤波器对所述参考信号位置上的时域信道估计进行频域插值处理，得到所有资源粒子位置上的信道估计。
所述插值处理模块还包括：
第三处理模块，用于采用所述第一频域插值滤波器对所述参考信号位置上的信道粗估计进行频域插值处理，得到所述参考信号位置上的频域信道估计；
第四处理模块，用于采用所述时域插值滤器对所述参考信号位置上的频域信道估计进行时域插值处理，得到所有资源粒子位置上的信道估计。
所述插值处理模块还包括：
第一补偿模块，用于对所述参考信号位置上的信道粗估计进行线性补偿，得到补偿后的参考信号位置上的信道粗估计。
所述插值处理模块还包括：
第二补偿模块，用于将所述参考信号位置上的频域信道估计乘以所述第一频域插值滤波器的补偿系数，得到补偿后的参考信号位置上的频域信道估计。
所述插值处理模块还包括：
判断模块，用于根据所述多径时延估计，判断是否需要对所述参考信号位置上的频域信道估计进行抗镜像补偿；
抗镜像补偿模块，用于在需要对所述参考信号位置上的频域信道估计进行抗镜像补偿时，将所述参考信号位置上的频域信道估计变换到时域，得到第一时域信号，对所述第一时域信号进行线性去镜像或直接置零处理，得到第二时域信号，将所述第二时域信号变换到频域，得到新的参考信号位置上的频域信道估计。
本发明具有以下有益效果：
根据信道情况不同，从预先存储的频域插值滤波器组中，选择不同截至频率的频域插值滤波器进行频域插值处理，可以达到自适应信道估计的效果，与现有技术中采用固定模型的维纳滤波器进行信道估计的方法相比，提高了系统性能；
另外，由于滤波器是从预先存储的频域插值滤波器组中选择，因此，与现有技术中采用完全自适应的维纳滤波器进行信道估计的方法相比，大大降低了系统运算复杂度；
再有，由于在恶劣信道环境下增加了抗镜像补偿功能，因此，能够在保证信道估计性能的同时，又不会产生镜像混叠。
【附图说明】
图1为现有技术中的OFDM系统中的资源栅格的结构示意图；
图2为本发明实施例的信道估计方法的一流程示意图；
图3为本发明实施例的信道估计方法的另一流程示意图；
图4为本发明实施例的信道估计装置的一结构示意图；
图5为本发明实施例的信道估计装置的另一结构示意图；
图6为本发明实施例的信道估计装置的又一结构示意图；
图7为本发明实施例的EPA信道模型的仿真结果示意图；
图8为本发明实施例的ETU信道模型的仿真结果示意图。
【具体实施方式】
在描述本发明实施例之前，首先对本发明实施例中采用的运算符号和变量的定义进行简单说明。
一、运算符号定义如下：
FFT(·) 快速傅立叶变换
IFFT(·) 快速逆傅立叶变换
RE(·) 信号取实部运算
max{·} 取序列的最大值
*min{·} 取序列的最小值
* 求卷积运算符
二、变量定义如下：
N 滤波器阶数
L 频域插值倍数
M 时域插值符号间距离
Dpass 滤波器通带波纹指标
Dstop 滤波器阻带衰减指标
fc 滤波器截止频率
K0 频域插值滤波器输入序列长度
test(k) 频域插值滤波器输入的训练序列
testout(k) 训练序列通过频域插值滤波器的输出结果
comp(k) 频域插值滤波器的补偿系数
参考信号位置上的信道粗估计频域响应
参考信号位置上的信道粗估计的时域响应
y(n) 参考信号位置上的信道粗估计的时域响应功率
σ 多径时延估计的判决门限
HCHE(K) 频域信道估计的频域响应
HCHE(n) 频域信道估计的时域响应
kslope 镜像补偿直线斜率
下面结合附图和实施例，对本发明的具体实施方式作进一步详细描述。
如图2所示为本发明实施例的信道估计方法的一流程示意图，所述信道估计方法应用于LTE系统中，具体包括以下步骤：
步骤201，获取参考信号位置上的信道粗估计。
该步骤的具体实现方法可以为：提取参考信号位置上的接收信号；根据所述参考信号位置上的接收信号以及存储的本地参考信号，利用最小二乘算法或者其他算法，计算参考信号位置上的信道粗估计。
步骤202，获取所述参考信号位置上的信道粗估计在时域上的多径时延估计，并根据所述多径时延估计确定需要采用的频域插值滤波器的截止频率。
该步骤中，由于是根据当前信道的时延情况(多径时延估计)，确定需要采用的频域插值滤波器的截止频率，因而，可以达到自适应信道估计的效果。
步骤203，从存储的频域插值滤波器组中，选择与所述截止频率对应的第一频域插值滤波器。
可以理解的是，在执行步骤203之前，还包括存储所述频域插值滤波器组的步骤，所述频域插值滤波器组由多个截止频率不同的频域插值滤波器组成，每一频域插值滤波器的滤波器系数均不同。
所述频域插值滤波器组为采用Parks-McClellan算法设计的等波纹FIR可变截止频率的滤波器组，以保证在相同的设计指标下的滤波器阶数最低。采用Parks-McClellan算法，可以使得实际滤波器的频率响应H(ejω)与理想滤波器的频率响应Hd(ejω)间的最大绝对值误差最小。
所述频域插值滤波器组可以采用高效的多相分解实现结构，以提高计算效率，降低系统功耗。举例进行说明，一阶数N为24的滤波器，插值倍数为L＝6，滤波器的原型为：
H(z)＝h(0)+h(1)z-1+h(2)z-2+...+h(11)z-11+h(12)z-12+
h(11)z-13+...+h(2)z-22+h(1)z-23+h(0)z-24
采用多相分解结构后的滤波器各分支为：
E0(z)=h(0)+h(6)z-1+h(12)z-2+h(6)z-3E1(z)=h(1)+h(7)z-1+h(11)z-2+h(5)z-3E2(z)=h(2)+h(8)z-1+h(10)z-2+h(4)z-3E3(z)=h(3)+h(9)z-1+h(9)z-2+h(3)z-3E4(z)=h(4)+h(10)z-1+h(8)z-2+h(2)z-3E5(z)=h(5)+h(11)z-1+h(7)z-2+h(1)z-3]]>
步骤204，采用所述第一频域插值滤波器和时域插值滤波器对所述参考信号位置上的信道粗估计进行插值处理，得到所有资源粒子位置上的信道估计。
该步骤中，可以采用两种插值方法对所述参考信号位置上的信道粗估计进行插值处理：
第一种插值方法为：先时域插值，再频域插值，即：
首先采用所述时域插值滤器对所述参考信号位置上的信道粗估计进行时域插值处理，得到所述参考信号位置上的时域信道估计；
然后，采用所述第一频域插值滤波器对所述参考信号位置上的时域信道估计进行频域插值处理，得到所有资源粒子位置上的信道估计。
第二种插值方法为：先频域插值，再时域插值，即：
首先采用所述第一频域插值滤波器对所述参考信号位置上的信道粗估计进行频域插值处理，得到所述参考信号位置上的频域信道估计；
然后，采用所述时域插值滤器对所述参考信号位置上的频域信道估计进行时域插值处理，得到所有资源粒子位置上的信道估计。
下述实施例中，均采用第二种插值方法(即先频域插值，再时域插值)对所述参考信号位置上的频域信道估计进行时域插值处理为例进行说明。
通过上述实施例提供的信道估计方法，根据信道情况不同，从预先存储的频域插值滤波器组中，选择不同截至频率的频域插值滤波器进行频域插值处理，可以达到自适应信道估计的效果，与现有技术中采用固定模型的维纳滤波器进行信道估计的方法相比，提高了系统性能；另外，由于滤波器是从预先存储的频域插值滤波器组中选择，因此，与现有技术中采用完全自适应的维纳滤波器进行信道估计的方法相比，大大降低了系统运算复杂度。
由于频域插值滤波器自身的过渡带会影响信道估计性能，因此，可以采用补偿技术，以消除频域插值滤波器自身对信道估计性能的影响。此时，上述实施例中，采用第一频域插值滤波器对所述参考信号位置上的信道粗估计进行频域插值处理的方法可以具体包括以下步骤：
步骤一，对参考信号位置上的信道粗估计进行线性补偿，得到补偿后的参考信号位置上的信道粗估计；该线性补偿步骤在所述第一频域插值滤波器执行频域插值之前执行，以减小输入所述第一频域插值滤波器的信号进行前向和后向预测可能产生的误差。具体的，对所述参考信号位置上的信道粗估计进行线性补偿的方法可以为：在所述参考信号位置上的信道粗估计的前后各添加一个值。
步骤二，采用所述第一频域插值滤波器对所述补偿后的参考信号位置上的信道粗估计进行频域插值处理，得到所述参考信号位置上的频域信道估计；
步骤三，获取所述第一频域插值滤波器的补偿系数；
步骤四，将所述参考信号位置上的频域信道估计乘以所述补偿系数，得到补偿后的参考信号位置上的频域信道估计。
下面将详细说明本发明实施例的频域插值滤波器组的补偿系数的设计方法。
可以将预设归一化训练序列，例如归一化训练序列{1，1，...，1}，分别输入所述频域插值滤波器组中的不同的频域插值滤波器，并对输出序列取反，得到所述频域插值滤波器组中每一频域插值滤波器的补偿系数。
在具体实现时，可以预先将补偿系数与其所对应的频域插值滤波器存储在一存储器中。对于一N阶滤波器插值倍数L，需要存储的补偿系数个数为例如，一N＝24阶的滤波器，由于滤波器自身响应所需要补偿的系数个数为N-1＝23个，另外，由于对输出序列的取值从L+N/2+1＝19开始，故所需存储的补偿系数仅为5个。
下面举例对上述信道估计方法进行详细说明，如图3所示为本发明实施例的信道估计方法的另一流程示意图，所述信道估计方法包括以下步骤：
步骤301，设置频域插值滤波器组；
假设采用Parks-McClellan算法设计一上采样L＝6的频率插值滤波器组，所述频率插值滤波器组包括四个频率插值滤波器，所述频率插值滤波器组的设计指标如表1所示：
表1频率插值滤波器组的设计指标
参数 取值 说明 N 24 原型滤波器阶数 Dpass 0.01dB 通带波纹 Dstop 60dB 阻带衰减 fc 0.1π、0.13π、0.16π、0.2π 截止频率组
从表1中可以看出，该频域插值滤波器组中的每一插值滤波器的通带波纹、阻带衰减和滤波器阶数均相同，仅滤波器截止频率不同，该截止频率可以根据LTE协议提供的典型信道环境获得。
步骤302，设置频域插值滤波器组的补偿系数；
分别将预设归一化的训练序列输入频域插值滤波器组中的每一频域插值滤波器，例如，输入一序列长为K0的全1序列test(k)＝{1，1，...，1}，所述频域插值滤波器组中每一频域插值滤波器的输出序列为：
testout(k)＝test(k)*h(k)，k∈[1，L·K0]
对所述输出序列取反，得到每一频域插值滤波器的补偿系数。
步骤303，参考信号位置上的信道粗估计；
首先，提取参考信号位置上的接收信号YRS(l，k)；
根据所述参考信号位置上的接收信号YRS(l，k)以及存储的本地参考信号XRS(l，k)，利用最小二乘算法计算参考信号位置上的信道粗估计，得到的参考信号位置上的信道粗估计为：
HLS^(l,k)=YRS(l,k)XRS(l,k),0≤k≤k0]]>
步骤304，确定需要采用的频域插值滤波器的截至频率；
首先，对所述参考信号位置上的信道粗估计进行傅立叶反变换，得到时域多径信号：
hLS^(l,n)=1NFFTΣk=0NFFT-1HLS^(l,k)ej2πNFFTkn]]>
由所述时域多径信号得到时域多径功率信号y(n)=h^LS(l,n)2;]]>
以一参考信号为k0＝100为例进行说明，由于信号实部傅立叶的对称性，只需要求前50点的时域多径功率信号y(n)，找出最大峰值ym(n)＝max{y(n)}。
根据时域多径功率信号的最大峰值ym(n)，确定多径时延粗估计的判决门限σ：
σ=ym(n)a1,SNR≤10dBσ=ym(n)a2,SNR≤10dB]]>
其中，ym(n)为时域多径功率信号的最大峰值，a1，a2为信噪比相关值。
根据所述判决门限σ，找出时域功率信号y(n)＞σ，n∈(0，50]中n的最大值nmax作为多径时延粗估计n1；
在区间n∈(0，n1]中，对所述时域功率信号y(n)，检测出最强的N径{yN(i)}，i∈(0，n1)所对应的时延估计位置{PosN(j)，1＜j＜N}，并以其中最远端径的时延位置{PosN(max(j))}作为所述时域多径功率信号的最强多径时延估计n2。
根据所述多径时延粗估计n1和信噪比不同区间，初步确定截止频率粗估计f′c，具体确定方法如表2所示：
表2截止频率粗估计选择
多径时延估计(n1)截止频率粗估计(f′c) ≤10 (所有SNR) 10～30 (SNR≤10dB)0.1π
多径时延估计(n1)截止频率粗估计(f′c) 10～30 (10＜SNR＜20dB) 30～40 (SNR≤15dB)0.13π 10～30 (SNR≥20dB) ＞40 (SNR≤15dB)0.16π ＞30 (SNR＞15dB)0.2π
计算最强多径时延估计n2对应的频率：fP=2n2L·K0π;]]>
结合截止频率粗估计f′c和最强多径时延估计频率fP，确定需要采用的频域插值滤波器的截止频率fc，具体选择方法如表3所示：
表3插值滤波器截止频率选择
最强多径时延估计(n2) 截止频率(fc) fP+ε≤0.1π f′c 0.1π＜fP+ε≤0.13π max(f′c，0.13π) 0.13π＜fP+ε≤0.16π max(f′c，0.16π) fP+ε＞0.16π max(f′c，0.2π)
其中，ε为保护因子，经验值为0.08π。
步骤305，频域插值处理及补偿；
首先，对输入所述第一频域插值滤波器的参考信号位置上的信道粗估计进行线性补偿；
以一序列长度为K0的参考信号为例，补偿后的参考信号位置上的信道粗估计为：
RS(k)＝{2RS(1)-RS(2)，RS(1)，...，RS(K0)，2RS(K0)-RS(K0-1)}
其次，采用所述第一频域插值滤波器对补偿后的参考信号位置上的信道粗估计进行频域插值处理，得到一输出结果：
HCHE(k)=RS(k)*h(k),k∈[L+N2,L+N2+L·K0]]]>
最后，将所述第一频域插值滤波器的输出结果的前个点，乘以所述第一频域插值滤波器的补偿系数comp(k)，得到所述参考信号位置上的频域信道估计HCHE(k)。
步骤306，抗镜像补偿；
当信道时延扩展较为严重，且接近最大时延处有很强的多径分量时，由于滤波器本身的过渡带会引入插值后信号的镜像成分，故需要对信道估计通过一时域去镜像器消除镜像影响，以获得更佳的信道估计。
具体的，需要首先判断多径环境是否需要进行抗镜像补偿，即最大时延是否超过滤波器设计指标导致引入了镜像混叠。
下面举例进行说明，假设以(n1＞30)或者(n2＞27)做为阈值门限，超过此门限即执行抗镜像补偿步骤。
通过快速逆傅立叶变换(IFFT)，将所述参考信号位置上的频域信道估计变换到时域，得到一时域信号HCHE(n)＝IFFT(HCHE(k))，n∈[1，N]；
假设可能出现镜像的区域为采用线性补偿处理。假设上采样倍数L＝6，插值后点数N＝600，则直线的斜率为：
kslope=HCHE(56N)-HCHE(1112N+μ)1112N+μ-56N]]>
其中，μ为防止线性补偿准确性的保护因子。为μ∈[5，15]范围内的最小值。
采用简单的点斜式计算补偿后的信道估计：
HCHE′(n)=kslope·n+HCHE(56N),n∈(56N,1112N+μ)]]>
得到去除镜像的时域信道估计：
HCHE(n)=HCHE′(n),n∈(56N,1112N+μ)HCHE(n),otherwise]]>
将时域信道估计转换到频域，得到频域信道估计HCHE(k)＝FFT(HCHE(n))。
由于信号实虚部的对称性，理论上在负频区应该仅存在直流及其加窗效应产生的拖尾，故对负频区信号进行检测，将出现的明显峰值采用线性处理消除峰值镜像影响，也可以采用直接置零的方法消除镜像影响。
步骤307，时域插值处理；
时域线性插值可以采用如下公式实现：
H^(n)=(1-nM)HCHE^(m)+nMHCHE^(m+1)]]>
=HCHE^(m)+nM(HCHE^(m+1)-HCHE^(m)),0≤n≤M]]>
其中，M为时域参考信号间插值距离，与为紧邻的参考信号所在位置。
如图4所示为本发明实施例的信道估计装置的一结构示意图，所述信道估计装置用于执行上述实施例中所述的信道估计方法，所述信道估计装置包括：
信道粗估计模块401，用于获取参考信号位置上的信道粗估计。所述信道粗估计模块401获取参考信号位置上的信道粗估计的方法可以为：提取参考信号位置上的接收信号；根据所述参考信号位置上的接收信号以及存储的本地参考信号，利用最小二乘算法或者其他算法，计算参考信号位置上的信道粗估计。
截止频率确定模块402，用于获取所述参考信号位置上的信道粗估计在时域上的多径时延估计，并根据所述多径时延估计确定需要采用的频域插值滤波器的截止频率；具体的，所述多径时延估计包括：多径时延粗估计和最强多径时延估计，所述截止频率确定模块可以包括：变换模块，用于将所述参考信号位置上的信道粗估计变换到时域，得到时域多径信号，并根据所述时域多径信号，得到时域多径功率信号；多径时延粗估计获取模块，用于获取所述时域多径功率信号的多径时延粗估计；最强多径时延估计获取模块，用于根据所述多径时延粗估计，获取所述时域多径功率信号的最强多径时延估计。
滤波器选择模块403，用于从存储的频域插值滤波器组中，选择与所述截止频率对应的第一频域插值滤波器；
插值处理模块404，用于采用所述第一频域插值滤波器和时域插值滤波器对所述参考信号位置上的信道粗估计进行插值处理，得到所有资源粒子位置上的信道估计。
所述插值处理模块404可以采用两种插值方法对所述参考信号位置上的信道粗估计进行插值处理：
第一种插值方法为：先时域插值，再频域插值，即：
首先采用所述时域插值滤器对所述参考信号位置上的信道粗估计进行时域插值处理，得到所述参考信号位置上的时域信道估计；
然后，采用所述第一频域插值滤波器对所述参考信号位置上的时域信道估计进行频域插值处理，得到所有资源粒子位置上的信道估计。
对应于该种插值方法，如图5所示，所述插值处理模块404包括：
第一处理模块4041，用于采用所述时域插值滤器对所述参考信号位置上的信道粗估计进行时域插值处理，得到所述参考信号位置上的时域信道估计；
第二处理模块4042，用于采用所述第一频域插值滤波器对所述参考信号位置上的时域信道估计进行频域插值处理，得到所有资源粒子位置上的信道估计。第二种插值方法为：先频域插值，再时域插值，即：
首先采用所述第一频域插值滤波器对所述参考信号位置上的信道粗估计进行频域插值处理，得到所述参考信号位置上的频域信道估计；
然后，采用所述时域插值滤器对所述参考信号位置上的频域信道估计进行时域插值处理，得到所有资源粒子位置上的信道估计。
对应于该种插值方法，如图6所示，所述插值处理模块404还包括：
第三处理模块4043，用于采用所述第一频域插值滤波器对所述参考信号位置上的信道粗估计进行频域插值处理，得到所述参考信号位置上的频域信道估计；
第四处理模块4044，用于采用所述时域插值滤器对所述参考信号位置上的频域信道估计进行时域插值处理，得到所有资源粒子位置上的信道估计。
下述实施例中，所述插值处理模块404均采用第二种插值方法(即先频域插值，再时域插值)对所述参考信号位置上的频域信道估计进行时域插值处理为例进行说明。
通过上述实施例提供的信道估计装置，根据信道情况不同，从预先存储的频域插值滤波器组中，选择不同截至频率的频域插值滤波器进行频域插值处理，可以达到自适应信道估计的效果，与现有技术中采用固定模型的维纳滤波器进行信道估计的方法相比，提高了系统性能；另外，由于滤波器是从预先存储的频域插值滤波器组中选择，因此，与现有技术中采用完全自适应的维纳滤波器进行信道估计的方法相比，大大降低了系统运算复杂度。
可以理解的是，在所述滤波器选择模块403选择与所述截止频率对应的第一频域插值滤波器之前，所述信道估计装置还需要存储所述频域插值滤波器组，因此，如图5和图6所示，所述信道估计装置还包括：
存储模块405，用于存储所述频域插值滤波器组，所述频域插值滤波器组由多个截止频率不同的频域插值滤波器组成。
由于频域插值滤波器自身会引起响应，因此，可以采用补偿技术，以消除频域插值滤波器自身对信道估计性能的影响。此时，如图6所示，所述插值处理模块还包括：
第一补偿模块4045，用于对所述参考信号位置上的信道粗估计进行线性补偿，得到补偿后的参考信号位置上的信道粗估计。
第二补偿模块4046，用于将所述参考信号位置上的频域信道估计乘以所述第一频域插值滤波器的补偿系数，得到补偿后的参考信号位置上的频域信道估计。
当信道时延扩展较为严重，且接近最大时延处有很强的多径分量时，由于滤波器本身的过渡带会引入插值后信号的镜像成分，故需要对信道估计通过一时域去镜像器消除镜像影响，以获得更佳的信道估计。此时，如图6所示，所述插值处理模块还包括：
判断模块4047，用于根据所述多径时延估计，判断是否需要对所述参考信号位置上的频域信道估计进行抗镜像补偿；
抗镜像补偿模块4048，用于在需要对所述参考信号位置上的频域信道估计进行抗镜像补偿时，将所述参考信号位置上的频域信道估计变换到时域，得到第一时域信号，对所述第一时域信号进行线性去镜像或直接置零处理，得到第二时域信号，将所述第二时域信号变换到频域，得到新的参考信号位置上的频域信道估计。
下面以LTE协议中的EPA(Extended Pedestrian A)和ETU(Extended TypicalUrban model)信道模型为例，分别对本发明实施例的频域插值滤波器、现有技术中的固定模型的维纳频域插值滤波器以及完全自适应的维纳频域插值滤波器的性能进行仿真。其中，EPA信道是针对普通步行环境，ETU信道是针对典型的郊区环境。本发明实施例中使用的仿真参数如表4所示：
表4仿真参数
带宽 10MHz 循环前缀(CP) 普通 调制方式 16QAM
带宽 10MHz 发送天线个数 1 接收天线个数 1 频域子载波个数 600 频域参考信号个数 100 信道模型 EVA、ETU
表5为EPA信道模型的具体参数：
表5EPA信道模型参数
信道多径时延(ns) [0 30 70 90 110 190 410] 相对功率(dB) [0.0 -1.0 -2.0 -3.0 -8.0 -17.2 -20.8] 最大多普勒频移(Hz) 5Hz
表6为ETU信道模型的具体参数：
表6ETU信道模型参数
信道多径时延(ns) [0 50 120 200 230 500 1600 2300 5000] 相对功率(dB) [-1.0 -1.0 -1.0 0.0 0.0 0.0 -3.0 -5.0 -7.0] 最大多普勒频移(Hz) 300Hz
如图7和图8所示分别为EPA信道模型和ETU信道模型的仿真结果示意图。从仿真结果可以看出，本发明实施例的频域插值滤波器的性能，与现有技术中完全自适应的维纳插值滤波器的性能非常接近，在ETU信道模型下，其性能远优于固定模型的维纳插值滤波器。而且，由于本发明实施例中采用预先存储频域插值滤波器的方法，可以避免运算量很大的实时滤波器系数更新计算，从而大大简化了接收机的实现复杂度。
以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以作出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。