驱动器电路 技术领域 本发明涉及一种包括两个线圈并使向该两个线圈供给的电流不相同从而旋转由 线圈驱动的转子的步进电机的驱动器电路。
背景技术 电动机有很多种，作为能够正确决定位置的电动机的代表性的电动机具有步进 电机，可广泛利用于各种装置中。 例如，可列举照相机的对焦、手抖动校正或 OA 设备 的纸张传送等。
该步进电机的驱动通常是通过以向两个定子线圈的电流相位变更转子的旋转位 置来进行的。 因此，只要转子进行对应于向线圈供给的电流相位的旋转，则转子与向线 圈供给的电流量无关地进行规定旋转。 所以，一般为了能够使转子准确地旋转，将向线 圈供给的电流量设置得非常大。
【专利文献 1】 日本特开 2006-288056 号公报
【专利文献 2】 日本特开平 8-37798 号公报
这里，要求电器设备中的消耗功率要尽量小。 特别是在电池驱动的便携式设备 或需要大电流的 OA 设备等中，上述要求比较高。 另一方面，在步进电机的驱动中，将 电流量设定为能够准确地旋转转子大小是指线圈中流过过多的电流，并且消耗过多的功 率。 此外，大功率下的电动机驱动会产生转子旋转紊乱，并且也会成为振动或噪声、发 热的原因。
发明内容
本发明的特征在于 ：在包括两个线圈且使向该两个线圈供给的电流的相位不相 同从而旋转由线圈驱动的转子的步进电机的驱动器电路中，针对所述线圈，将一端连接 在恒定电压上、另一端设为高阻抗状态，并将在该线圈中产生的感应电压作为相对于所 述恒定电压的电压来检测，并且根据检测出的感应电压的状态，控制提供给所述线圈的 电动机驱动电流的大小。
此外，对将所述线圈的一端连接于地而在另一端所获得的感应电压直接进行 A/ D 转换。
另外，通过切换驱动电压的施加方向，从而以规定的周期变更所述两个线圈的 驱动电流的方向，并在切换该驱动电压的施加方向时，进行所述感应电压的检测。
再者，设置多个感应电压的检测值来检测感应电压的波形，并根据检测出的波 形，控制提供给两个线圈的电动机驱动电流的大小。
另外，设置多个感应电压的检测值来检测感应电压的斜率，并基于检测出的斜 率推测过零点，并且根据推测出的过零点的相位，控制提供给两个线圈的电动机驱动电 流的大小。
如上所述，根据本发明，通过检测感应电压，从而能够根据感应电压控制电动机驱动电流。 因此，能够设置适当的电动机驱动电流。 并且，针对线圈，将一端连接于 地，并将另一端设为高阻抗状态，从而将在该线圈中产生的感应电压作为相对于地的电 压来检测。 因此，即使不使用运算放大器等，也能够作为相对于地的电压来检测感应电 压，并且能够简化电路。 附图说明 图 1 是表示包括驱动器电路和电动机的系统的整体结构的图。
图 2 是表示输出电路的结构的图。
图 3 是表示驱动电流调整电路的结构的图。
图 4 是表示输出电路的输出和控制状态的图。
图 5 是表示驱动电流的状态与驱动电压波形的关系的图。
图 6 是表示感应电压波形的状态的图。
图 7 是表示过零点的推测的图。
图中 ：12- 输出控制电路 ；14- 输出电路 ；22、24- 线圈 ；26- 转子 ；30- 驱动 电流调整电路 ；32- 开关 ；36- 控制逻辑 ；38- 定时电路 ；100- 驱动器 ；200- 电动机。
具体实施方式 以下，基于附图说明本发明的实施方式。
[ 整体结构 ]
图 1 是表示整体结构的图，系统由驱动器 100、电动机 200 构成。 输入信号输入 给驱动器 100，驱动器 100 将对应于输入信号的驱动电流提供给电动机 200。 由此，根据 输入信号控制电动机 200 的旋转。
其中，驱动器 100 具有输出控制电路 12，将输入信号提供给该输出控制电路 12。 输出控制电路 12 根据输入信号决定规定频率的驱动波形 ( 相位 )，并且通过 PWM 控制决定该驱动电流的振幅，并生成驱动控制信号。 并且，将生成的驱动控制信号提供 给输出电路 14。
输出电路 14 由多个晶体管构成，根据这些晶体管的切换，控制来自电源的电流 来产生电动机驱动电流，并将其提供给电动机 200。
电动机 200 是步进电机，具有两个线圈 22、24 和转子 26。 两个线圈 22、24 配 置为彼此以电角度错开了 90°位置，因此相对于转子 26 的磁场的方向也针对转子的中心 角彼此以电角度错开了 90°。 此外，转子 26 例如包括永久磁铁，根据来自线圈 22、24 的磁场决定稳定的位置。 即，通过向针对转子的转角配置在错开了 90°的位置上的两个 线圈提供彼此的相位相差 90°的交流电流，从而通过该电流相位能够使转子 26 移动、旋 转。 此外，在特定的电流相位的时刻，通过停止电流相位的变化，能够在对应于此时的 电流相位的位置处停止转子，由此，控制电动机 200 的旋转。
将向两个线圈 22、24 的四个电流路径的输出 OUT1 ～ OUT4 的电压提供给驱动 电流调整电路 30。 驱动电流调整电路 30 基于输出 OUT1 ～ OUT4 的电压，决定向电动机 200 提供的电流振幅。 并且，将相对于该电流振幅的调整信号提供给输出控制电路 12。 因此，输出控制电路 12 根据输入信号和调整信号生成驱动控制信号。
[ 输出电路的结构 ]
图 2 表示输出电路 14 的一部分和电动机 200 的一个线圈 22(24) 的结构。
如上所述，电源与地之间设置有由两个晶体管 Q1、Q2 的串联连接构成的电臂、 由两个晶体管 Q3、Q4 的串联连接构成的电臂，在晶体管 Q1、Q2 的中间点与晶体管 Q3、 Q4 的中间点之间连接线圈 22(24)。 并且通过使晶体管 Q1、Q4 导通、使晶体管 Q2、Q3 截止，从而使一个方向的电流流过线圈 22(24)，并且通过使晶体管 Q1、 Q4 截止、使晶 体管 Q2、 Q3 导通，从而使相反方向的电流流过线圈 22(24)，由此驱动线圈 22、24。
通过设置两个这样的电路，能够分开控制提供给两个线圈 22、24 的电流。
[ 驱动电流调整电路的结构 ]
图 3 表示驱动电流调整电路 30 的构成例。 OUT1 ～ OUT4 的电压分别经由四个 开关 32，输入到 ADC34 中。 ADC34 将通过开关 32 选择输入的电压转换为数字信号之 后，按顺序输出。 将 ADC34 的输出提供给控制逻辑 36。 该控制逻辑 36 基于所提供的 OUT1 ～ OUT4 的电压波形，决定向电动机 200 提供的电流振幅，并向输出控制电路 12 提 供相对于该电流振幅的调整信号。
输出控制电路 12 根据调整信号生成 PWM 控制中的驱动控制信号，其中，PWM 控制的方式具有直接 PWM 控制方式和恒定电流斩波方式。
在直接 PWM 控制方式的情况下，假设矩形波的占空比和电流输出成比例，从而 进行 PWM 控制。 此时，若电动机中产生了感应电压，则实际的电流输出值会变小。 在 直接 PWM 控制方式中，通过控制作为目标的矩形波的占空比和调整矩形波的振幅的系 数，从而能够调整电流输出值。
在恒定电流斩波方式的情况下，通过检测流过电阻 Rt 的电流，从而检测驱动电 动机的电流，并且按照该电流成为目标值的方式进行变更矩形波的脉宽的控制。 在恒定 电流斩波方式中，通过变更上述的目标值，能够调整电流输出值。
在本实施方式中，说明采用了直接 PWM 控制方式的驱动器电路。
这里，在本实施方式中，将向四个线圈端的输出电压 OUT1 ～ OUT4 直接在 ADC34 中进行 AD 转换。
因此，具有定时电路 38，该定时电路 38 基于各线圈的驱动相位，控制开关 32 的 切换，并且控制输出电路 14 中的晶体管 Q2、 Q4 的切换。 即，在线圈 22(24) 中，将一 个端子 OUT 与地相连，将另一个端子 OUT 开路。 由此，在开路侧的端子 OUT 上产生感 应电压。 将该感应电压输入给 ADC34，从而 ADC34 输出表示振幅的数字值。
这里，如上所述，相对于一个线圈 22(24) 的输出电路具有如图 2 所示的结构。 并且，一个线圈 22(24) 的驱动在使晶体管 Q4 导通的状态下，重复 PWM 控制晶体管 Q1 的状态，使晶体管 Q2 导通之后重复 PWM 控制晶体管 Q3 的状态。
图 4 表示向线圈 22 施加驱动电压的 OUT1 ～ OUT2 间的电压波形、向线圈 24 施 加驱动电压的 OUT3 ～ OUT4 间的电压波形。 如上所述，向两个线圈 22、24 的驱动波形 具有 90 度相位差，线圈 22 的驱动波形比线圈 24 的驱动波形超前 90 度。
并且，在 OUT3 ～ OUT4 间的电压波形的例子中，在以下两个步骤中检测感应 电压 ：从使晶体管 Q4 导通从而 PWM 控制晶体管 Q1 的状态转移到使晶体管 Q2 导通从 而 PWM 控制晶体管 Q3 的状态时，即驱动波形的 180 度的步骤 ；从使晶体管 Q2 导通从而 PWM 控制晶体管 Q3 的状态转移到使晶体管 Q4 导通从而 PWM 控制晶体管 Q1 的状态 时，即驱动波形的 0 度的步骤。
即，在该期间内，使晶体管 Q1、Q3 截止的状态下，使在下一个相位中应导通的 晶体管 Q2( 或 Q4) 导通。 另外，晶体管 Q4( 或 Q2) 是截止状态。
图 4 的例子中，在电角度 0 度的附近，相对于线圈 22 的 OUT1 ～ OUT2 是使晶 体管 Q4 导通来 PWM 控制晶体管 Q1 的状态，在电角度 90 度的步骤中，使晶体管 Q2 导 通，从而连接 OUT1 与地 GND，使晶体管 Q1、Q3、Q4 截止，从而将 OUT2 设为开路状 态。 由此，在 OUT2 中获得线圈 22 的感应电压，并通过接通开关 32-2，从而将感应电 压输入给 ADC34。 在电角度 270 度的步骤中，使晶体管 Q4 导通，从而连接 OUT2 与地 GND，使晶体管 Q1、Q2、Q3 截止，从而将 OUT1 设为开路状态。 由此，在 OUT1 中获 得线圈 22 的感应电压，并通过接通开关 32-1，从而将感应电压输入给 ADC34。由于线圈 24 其相位滞后了 90 度，因此在电角度 0 度中， OUT3 呈开路状态，且连接 OUT4 与地， 开关 32-3 被接通，将 OUT3 的感应电压提供给 ADC34，并且在电角度 180 度中， OUT4 呈开路状态，连接 OUT3 与地，开关 32-4 被接通，将 OUT4 的感应电压提供给 ADC34。
定时电路 38 基于来自输出控制电路 12 的切换相位的信号，进行这样的感应电压 的测量用的相对于线圈 22、24 的输出电路 14 中的各晶体管 Q1 ～ Q4 的导通与截止、开 关 32 的控制。 将线圈 22(24) 的感应电压作为两端的电压差来求出。 但是，在本实施方式中， 由于在测量感应电压时线圈 22(24) 的一端与地相连，因此在呈开路状态的另一端中，直 接获得线圈 22(24) 的两端的电压差的值。 因此，无需在运算放大器中检测线圈的两端的 电压差，电路变得简单。 另外，开路侧的 OUT 是感应电压上升的一侧的端子，向 ADC34 的输出基本上成为正的电压，在 ADC34 中能够直接转换为数字信号。
如上所述，能够依次通过 ADC34 检测驱动电流波形成为 0 的相位的感应电压。 因此，对于两个线圈 22、24 而言，在电动机的电角度的一个周期内进行四次检测。 另 外，感应电压的检测期间在本实施方式中所采用的 1-2 相励磁模式下成为 1/8 周期，在 W1-2 相励磁模式下成为 1/16 周期。
接着，图 5 表示一个线圈 22 的驱动电压波形和针对感应电压波形的三个例子。 感应电压波形具有电流大时相位超前的倾向，在驱动电流为适当的情况下，驱动电压波 形与感应电压波形的相位大致一致。 另一方面，若驱动电流小，则不能进行转子的驱 动，成为失步状态，因此感应电压波形为 0，不能运行。
在按照变成驱动效率成最大的相位的方式对感应电压波形进行驱动电流的调整 的情况下，电动机的负载变动时，失步的危险性较高。 所以，虽然也基于实际的电动机 的使用状况等，但是并不按照变成驱动效率成最大的相位的方式进行控制，而是优选按 照变成具有少量余量的相位的方式进行控制。
[ 基于感应电压波形的判定 ]
图 6 表示感应电压检测期间内的感应电压波形的例子。 在 < 状态 1> 中，反冲 (kick-back) 之后单调增加。 该状态认为检测期间的最初的周围有过零位置。 因此，认 为是与上述的最佳 ( 最低限 ) 的驱动电流相比而言具有一些余量的驱动电流。 因此，针 对此，判定是否最适合，或者需要更详细的判定。 即，根据电动机的使用状况，在其负
载变动比较大的情况下，由于失步的危险大，因此驱动电流量少，所以能够判定需要增 加该驱动电流量。
在 < 状态 2> 中，反冲之后驱动电压呈山状。 此时，感应电压的相位比驱动电压 波形超前。 因此，认为对应于图 5 中的驱动电流过大，判定为应减少电流量。
在 < 状态 3> 中，没有反冲之后的感应电压。 因此，能够判定为无转子的旋转， 是失步状态。
在驱动电流调整电路 30 的控制逻辑 36 中，基于这样的判定结果，控制输出控制 电路 12。 另外，在状态 3 的情况下，控制逻辑 36 输出表示检测到失步的情形的信号。 控制驱动器电路 29 的控制器 ( 未图示 ) 接收上述的信号。
如上所示，在本实施方式中，根据感应电压检测期间内的感应电压波形，判定 电动机驱动状态，从而控制电动机驱动电流。 因此，可正确地掌握电动机的驱动状态， 能够进行适当的电动机驱动控制。
另外，控制逻辑 36 根据感应电压的数字数据进行判定。 例如，优选通过三个点 的检测值的比较，进行上述的波形的判定。 其中，反冲的大小随着线圈电流的大小等而 不同。 所以，为了尽量排除反冲的影响来检测感应电压波形，优选在检测期间的后半部 分进行实际的检测。 例如，将检测期间分割为八个期间，在 6/8、7/8、8/8 的定时下进 行检测。 另外，8/8 时，由于是 0V，因此也能够检测失步。 [ 过零的推测 ]
如上所述，在本实施方式中，感应电压波形基本上是单调增加，并且按照过零 点位于检测期间的 4/8 的定时之前的方式设定目标位置。 所以，在感应电压波形单调增 加的情况下，优选根据 6/8、8/8 的检测值求出斜率，并推测过零，比较该过零和目标相 位，根据推测出的过零点相对于作为目标的过零点位于什么位置处来控制驱动电流的增 减。 另外，这样的波形的检测是在驱动电流调整电路 30 的控制逻辑 36 中进行的，根据 控制逻辑 36 的输出，控制输出控制电路 12。
图 7 表示过零点的推测的状态。 例如，针对反冲之后的单调增加状态的感应电 压波形，检测两个点。在两点间的时间为 ΔT、两点间的感应电压之差为 ΔV 的情况下， 用 ΔV/ΔT 来表示感应电压波形的斜率。 例如，若检测将上述的检测期间分为八等份时 的 6/8、8/8 时刻下的感应电压，则 ΔT 是检测期间的 1/4 的期间，设 ΔV×4 ＝ 0，若 8/8 时刻下的感应电压为 0，则推测 0/8 的时刻是过零点。
由此，通过对感应电压检测所设定的时间间隔 ΔT 的两个点的感应电压，能够 推测过零点。 并且，优选根据电动机的负载变动等，进行针对电动机驱动电流的余量的 设定，从而设定针对过零点的目标，按照过零点接近目标相位的方式进行控制。
与目标相位相比，若推测出的过零点滞后，则增加电流量，若推测出的过零点 超前，则减少电流量。 在与目标相位的差较大的情况下，也可以变更增加、减少的单位 量，而且与目标相位的差在规定的范围内的情况下，也可以不进行增减。
进而，单位量的变更可以不是变更一次的变更量，而也可以变更频率。 即，针 对一次检测，若进行两次一个单位量的变更，则增益加倍。
特别是，在电流量呈不足趋势的情况下，由于存在失步的危险，因此需要在早 期恢复电流量。 所以，优选增大增益。 例如，相对于针对驱动电流的控制范围而言，将
单位量 ( 一步 ) 设定为 1/256，并进行通常电角度的一周期一次的控制 ( 一个单位量的变 更 )，在失步附近进行四次控制 ( 四个单位量的变更 )。 在本实施方式中，由于在电动机 的一个周期 ( 电角度 360 度 ) 内进行四次检测，因此能够在每次该检测中进行控制，从而 进行四次控制。 另外，在仅进行一次变更的情况下，优选仅在四次判定结果中得出四次 都是相同的判定结果时，进行增减控制。
并且，也可以根据电动机的特性或驱动电压的大小等来变更控制。 所以，优选 能够变更控制增益 ( 单位量 )。
此外，有时会因电动机的特性而反冲的幅度变大，因此不能进行感应电压的波 形检测。 在这样的不能进行感应电压波形的检测的情况下，优选不进行驱动电流的调整 控制，而是以最大的电流进行驱动。
进而，在电动机的负载变动少的系统中应用的情况下，能够将进行感应电压的 检测的端子仅设为 OUT1。 由此，能够减少开关 32 的数量，并且能够减小驱动器 100。
( 效果 )
根据本实施方式，能够进行电动机的高效运转。 因此，可减少消耗功率来进行 有效的电动机驱动。 此外，由于是稳定的驱动，因此能够抑制振动、噪声的产生。 并且 通过高效运转，还可以获得能够抑制发热且能够简化冷却机构等的效果。 此外，检测感应电压时，不需要求出差分，通过直接向 ADC34 输入电压就能够 检测波形。 因此，可省略运算放大器，能够实现电路的简单化。
另外，该高效控制是在如连续进行旋转动作这样的通常运转时最有效的控制， 启动等时优选最大电流下的驱动或其他的控制。 也可以仅在转速为规定以上时进行该控 制。