一种单级正激式高频链逆变器 【技术领域】
本发明涉及一种逆变器，尤其涉及一种单级正激式高频链逆变器，属于电力电子变换器领域。
背景技术
逆变器是应用功率半导体器件将直流电变换成交流电以供交流负载使用的功率变换装置。输出交流负载与输入直流电源间有高频电气隔离的逆变器，称为高频链逆变器，高频电气隔离元件在逆变器中主要起如下作用：(1)实现了逆变器输出与输入之间的电器隔离，提高了逆变器运行的安全性、可靠性和电磁兼容性；(2)实现了逆变器输出电压与输入电压之间的匹配，即允许输入电压在宽范围内变化时保证输出电压的质量，使其应用范围大大拓宽；(3)高频变压器的工作频率在20kHz以上，其体积、重量及音频噪声被大大降低，有效地克服了低频链逆变器的缺陷。因此，在以直流发电机、蓄电池、太阳能电池和燃料电池为主直流电源的逆变场合，高频链逆变器具有广泛的应用前景，特别是对体积与重量有高要求的逆变场合有更重要的应用价值。
高频链逆变器通常由高频电气隔离DC-DC变换器和逆变桥两级电路结构级联构成，电能经过了两级变换，其变换效率必定低于单级高频隔离DC-DC变换器的效率。
中国专利CN1758521A提出了一组单级双向降压直流变换器型高频环节逆变器，中国专利CN101414791A提出了一组差动降压直流斩波器型高频链逆变器，上述两个专利中提到的高频链逆变器基本思想都是由两个相同的、输出反相低频正弦脉动直流电压的高频电气隔离双向功率流直流变换器组合构成逆变器，两个直流变换器分别输出正弦波的正半周波形和负半周波形，因此在输出正弦波的任意半周，总有一个直流变换器处于闲置状态，因此器件的利用率没有达到最大化。在上述两个专利中还提到了由正激式变换器构成的高频链逆变器，由于正激变换器变压器磁复位的特殊问题存在而导致开关管的最大占空比受到限制，同时开关管的电压应力较高。
【发明内容】
本发明针对背景技术中高频链逆变器存在的缺陷而提出一种变换效率高、可靠性高的单级正激式高频链逆变器。
本发明的单级正激式高频链逆变器，其结构包括：原边电路、第一高频变压器、第二高频变压器和副边电路，其中：原边电路包括直流电源、第一分压电容、第二分压电容、第一功率开关管、第二功率开关管、第三功率开关管和第四功率开关管，直流电源的正极分别连接第一分压电容的一端、第一功率开关管的漏极和第二功率开关管的漏极，直流电源的负极分别连接第二分压电容的一端、第四功率开关管的源极和第三功率开关管的源极；第一高频变压器包括第一原边绕组和第一副边绕组，第二高频变压器包括第二原边绕组和第二副边绕组，第一原边绕组的同名端分别连接第一功率开关管的源极和第四功率开关管的漏极，第一原边绕组的非同名端分别连接第二原边绕组的同名端、第一分压电容的另一端和第二分压电容的另一端，第二原边绕组的非同名端分别连接第二功率开关管的源极和第三功率开关管的漏极；副边电路包括第一四象限高频功率开关、第二四象限高频功率开关、第三四象限高频功率开关、滤波电感、滤波电容和负载，第一四象限高频功率开关的一端连接第一副边绕组的同名端，第一四象限高频功率开关的另一端分别连接第二四象限高频功率开关的一端、第三四象限高频功率开关的一端和滤波电感的一端，第二四象限高频功率开关的另一端连接第二副边绕组的同名端，第二副边绕组的非同名端分别连接第一副边绕组的非同名端、第三四象限高频功率开关的另一端、滤波电容的一端和负载的一端，滤波电感的另一端分别连接滤波电容的另一端和负载的另一端。
本发明是由两个双向功率流正激变换器单元在输入端交错串联、输出端交错并联构成，功率开关管的体二极管实现了两个高频变压器的磁复位，实现了开关管的复用，大大减少了开关管的数量，两个正激单元始终交错工作，输入端交错串联地结构使得输入分压电容为高频电容，大大减小了分压电容的体积和大小，输出端交错并联的结构提高了等效开关频率和等效占空比，大大减小了电感电流纹波和输出电压纹波，同时降低了开关管的电压应力。综上所述，本发明具有如下有益效果：
(1)输入、输出端高频电气隔离，输出与输入电压匹配能力强；
(2)高频变压器通过开关管的体二极管完成磁复位，不需要额外的磁复位绕组或磁复位电路，也不需要常规双管正激变换器的磁复位二极管，电路结构简单；
(3)变压器在高频开关周期内单向磁化，在整个输出电压周期内双向磁化，提高了磁芯利用率；
(4)输入分压电容为高频电容，大大减小了分压电容的体积和大小；
(5)副边交错并联输出，提高了等效占空比及电感电流脉动频率，有利于减小输出滤波器体积，减小输出电压纹波，提高功率密度，降低成本。
【附图说明】
图1是本发明单级正激式高频链逆变器的电路原理图。
图2(a)～(d)分别是四种四象限高频功率开关的电路示意图。
图3是本发明采用图2(a)所示的四象限高频功率开关时的实施例电路原理图。
图4是在空载时图3所示的实施例电路在四种工作模式(A-D-C-B)下的主要波形图，
图中：VGS1～VGS10分别为开关管S1～S10的驱动信号；vc-控制电压；vt-三角波电压；vo-输出电压；io-输出电流。
图5(a)是在空载时图3所示的实施例电路在工作模式A和D下的等效电路原理图，图5(b)是在空载时图3所示的实施例电路在工作模式C和B下的等效电路原理图。
图6是单级正激式半桥型高频链逆变器的电路原理图。
图1、图3、图5、图6中的标号名称：10-原边电路；20-副边电路；S1～S4分别是第一、第二、第三、第四功率开关管；T1、T2分别是第一、第二高频变压器；NP1、NP2分别是第一、第二原边绕组；NS1、NS2分别是第一、第二副边绕组；C1、C2分别是第一、第二分压电容；SD1～SD3分别是第一、第二、第三四象限高频功率开关；S5～S10均是构成四象限高频功率开关的MOSFET开关管；Vin-直流电源(输入电压)；Lo-滤波电感；Co-滤波电容；Ro-负载。
【具体实施方式】
如图1所示，本发明单级正激式高频链逆变器的结构包括：原边电路10、第一高频变压器T1、第二高频变压器T2和副边电路20，其中：原边电路10包括直流电源Vin、第一分压电容C1、第二分压电容C2、第一功率开关管S1、第二功率开关管S2、第三功率开关管S3和第四功率开关管S4，直流电源Vin的正极分别连接第一分压电容C1的一端、第一功率开关管S1的漏极和第二功率开关管S2的漏极，直流电源Vin的负极分别连接第二分压电容C2的一端、第四功率开关管S4的源极和第三功率开关管S3的源极；第一高频变压器T1包括第一原边绕组NP1和第一副边绕组NS1，第二高频变压器T2包括第二原边绕组NP2和第二副边绕组NS2，第一原边绕组NP1的同名端分别连接第一功率开关管S1的源极和第四功率开关管S4的漏极，第一原边绕组NP1的非同名端分别连接第二原边绕组NP2的同名端、第一分压电容C1的另一端和第二分压电容C2的另一端，第二原边绕组NP2的非同名端分别连接第二功率开关管S2的源极和第三功率开关管S3的漏极；副边电路20包括第一四象限高频功率开关SD1、第二四象限高频功率开关SD2、第三四象限高频功率开关SD3、滤波电感Lo、滤波电容Co和负载Ro，第一四象限高频功率开关SD1的一端连接第一副边绕组NS1的同名端，第一四象限高频功率开关SD1的另一端分别连接第二四象限高频功率开关SD2的一端、第三四象限高频功率开关SD3的一端和滤波电感Lo的一端，第二四象限高频功率开关SD2的另一端连接第二副边绕组NS2的同名端，第二副边绕组NS2的非同名端分别连接第一副边绕组NS1的非同名端、第三四象限高频功率开关SD3的另一端、滤波电容Co的一端和负载Ro的一端，滤波电感Lo的另一端分别连接滤波电容Co的另一端和负载Ro的另一端。
在具体实施过程中，根据原边电路的功率开关管及副边电路的四象限高频功率开关的实现方式不同而具有多种实施方式，其中：原边电路中功率开关管可以采用MOSFET或者带有体二极管的普通IGBT，图2(a)～(d)给出了副边电路中四象限高频功率开关的四种实现方式，其中：图2(a)是由两个MOSFET或者普通IGBT采用共射极式结构构成的四象限高频功率开关；图2(b)是由两个MOSFET或者普通IGBT采用共集电极式结构构成的四象限高频功率开关；图2(c)是由两个逆阻式IGBT采用反并联结构构成的四象限高频功率开关；图2(d)是由逆阻式IGBT与二极管桥式结构构成的四象限高频功率开关。
如图3所示是副边电路的四象限高频功率开关采用如图2(a)所示的两个MOSFET共射极式结构、所有开关管均采用MOSFET的单级正激式高频链逆变器的实施例电路原理图。
下面以图3所示的电路为例来说明该单级正激式高频链逆变器的控制原理及具体工作过程：
开关管的驱动信号由控制电压与三角波电压比较得到，开关管与三角波电压比较得到的PWM控制信号经分频得到两路PWM控制信号控制交错的两个正激单元工作，通过控制，使开关管的开关状态满足如下规律：在输出电压的正半周，开关管S1与S3交错180°高频斩波工作，S2与S4的驱动信号保持为0，开关管S5作为S1的同步整流管与S1同时开通与关断，S7作为S3的同步整流管与S3同时开通与关断，S9作为同步续流管高频开关动作，当S5与S7同时关断时，S9导通，否则S9关断，S6、S8、S10一直导通；在输出电压的负半周，开关管S2与S4交错180°高频斩波工作，S1与S3的驱动信号保持为0，开关管S6作为S2的同步整流管与S2同时开通与关断，S8作为S4的同步整流管与S4同时开通与关断，S10作为同步续流管高频开关动作，当S6与S8同时关断时，S10导通，否则S10关断，S5、S7、S9一直导通。
在输出正弦波的正半周，变压器T1与T2在每个开关周期内分别通过S4与S2的体二极管完成磁复位；在输出正弦波的负半周，变压器T1与T2在每个开关周期内分别通过S1与S3的体二极管完成磁复位。
由于逆变器具有四象限工作能力，因此可以带感性、容性、阻性和整流性负载。在一个输出电压周期中，逆变器有四种工作模式分别对应四个象限的工作，不同的负载条件下逆变器的工作模式顺序不同。
图4是在空载时图3所示的实施例电路在四种工作模式(A-D-C-B)下的主要波形图。
下面结合图4和图5来说明图3所示的实施例电路在四种工作模式下的工作原理及工作过程：
1.能量输出模式(A、C)
模式A(vo＞0，io＞0)
在工作模式A，功率开关管S1、S3交错180°高频斩波工作，S5、S7同步整流，S9同步续流，功率开关管S2、S4驱动信号为0，S4、S6、S8一直导通，变压器T1通过S4的体二极管完成磁复位，变压器T2通过S2的体二极管完成磁复位。直流电源Vin向负载Ro传输能量，如图5(a)所示。
模式C(vo＜0，io＜0)
在工作模式C，功率开关管S2、S4交错180°高频斩波工作，S6、S8同步整流，S10同步续流，功率开关管S1、S3驱动信号为0，S5、S7、S9一直导通，变压器T1通过S1的体二极管完成磁复位，变压器T2通过S3的体二极管完成磁复位。直流电源Vin向负载Ro传输能量，如图5(b)所示。
2.能量回馈模式(B、D)
模式B(vo＜0，io＞0)
在工作模式B，功率开关管S6、S8、S10高频斩波工作，S2、S4同步整流，功率开关管S1、S3驱动信号为0，S5、S7、S9一直导通，变压器T1通过S1的体二极管完成磁复位，变压器T2通过S3的体二极管完成磁复位。负载Ro向输入电源回馈能量，如图5(b)所示。
模式D(vo＞0，io＜0)
在工作模式D，功率开关管S5、S7、S9高频斩波工作，S1、S3同步整流，功率开关管S2、S4驱动信号为0，S4、S6、S10一直导通，变压器T1通过S4的体二极管完成磁复位，变压器T2通过S2的体二极管完成磁复位。负载Ro向输入电源回馈能量，如图5(a)所示。
当逆变器带感性负载时，工作模式的顺序为A-B-C-D；当逆变器带容性负载时，工作模式的顺序为A-D-C-B。
对于输出电压较低，对分压电容没有特殊要求的应用场合，可以应用图6所示的单级正激式半桥型高频链逆变器。该逆变器实际使用了图1所示的单级正激式高频链逆变器两个双向功率流正激变换器单元中的一个，适用于中低压输出场合，由于仅使用了其中的一路，开关管的数量大大减少，极大的降低了成本。
由于仅使用了一个正激单元，因此该逆变器的分压电容需要滤除输出电压频率的电压纹波，相对于单级正激式高频链逆变器，其分压电容的容量及体积要大，此外，在相同的输出电压下，副边开关管的电压应力相对于单级正激式高频链逆变器的副边开关管要提高一倍，采用相同的滤波电感及滤波电容时，电感电流及电容电压纹波的大小也要提高一倍，但相比于单极正激式高频链逆变器，半桥型高频链逆变器可以减少将近一半的开关管和一个高频变压器，因此大大减小了变换器的成本，除此之外，单级正激式半桥型高频链逆变器的特性与单级正激式高频链逆变器的特性完全一样。