电源电路 【技术领域】
本发明涉及一种电源电路，特别是一种对开关调节器(switching regulator)的输出和串联调节器(series regulator)的输出进行切换来向负载提供的电源电路。
背景技术
作为便携式电话、PHS(Personal Handy Phone：个人手持电话)、PDA(Personal Digital Assistant：个人数字助理)、PC(Personal Computer：个人计算机)等便携式电子设备的电源使用电池。并且，为了做出向电子设备的各结构要素提供的规定电压，使用所谓的串联调节器。另外，除了串联调节器以外还使用开关调节器。
在此，能够使用反馈放大器来构成串联调节器，该反馈放大器具有被输入基准电压的基准电压输入端子和通过反馈增益输入该串联调节器的输出的反馈输入端子以及输出端子部。
作为开关调节器的结构例，例如在专利文献1中，作为为了即使装载在具有通信功能的便携式设备中的电池所提供的电源电压降低也能够驱动便携式设备，使降低的电源电压上升到规定的输出电压的电路，叙述了一种斩波(chopper)方式的升压型开关调节器。在此，公开了一种包括如下部分的结构：误差放大器(error amp)，其将开关调节器的输出电压与基准电压进行比较，输出与开关调节器的输出电压与基准电压之差相应的误差信号；PWM电路，其根据来自误差放大器的误差信号来设定PWM信号的占空比；开关晶体管，其在PWM信号为高电平时导通；升压线圈，其根据开关晶体管的开关控制来控制流通的电流量；以及电容器，其保持来自升压线圈的电压，输出输出电压。
关于这些分别使用，专利文献2中叙述了经常使用如下一种方法：在便携式电子设备中，当从电池进行降压来对CPU提供电压时，为了提高电力利用效率，在CPU的消耗电力较大的状态下利用开关调节器，在消耗电力较小的待机状态下利用串联调节器。
专利文献1：日本特开2005-174264号公报
专利文献2：日本特开2006-54969号公报
【发明内容】
发明要解决的问题
当对串联调节器与开关调节器进行比较时，在负载较重时、即需要增大输出电流时，后者的变换效率较高。因而，如专利文献2所述那样，在便携式电子设备中，装备串联调节器和开关调节器这两者，对它们进行切换使得在负载较重时使用后者的输出而在轻负载时使用前者的输出。
为了使开关调节器的输出电压处于规定的范围，进行使用误差放大器对输出电压与基准电压进行比较的反馈控制。在这种情况下，开关调节器使用PWM技术，因此当由于相位补偿的不合适等而脉冲宽度不太合适时，其动作变得不稳定。特别是在将开关调节器从关闭状态开启时，产生如下情况：脉冲生成处于过渡期，将输出电压反馈到误差放大器是不够的。因此，在将输出从串联调节器切换到开关调节器时，有时产生噪声。
本发明的目的在于提供一种能够抑制将输出从串联调节器切换到开关调节器时的噪声的电源电路。
用于解决问题的方案
本发明所涉及的电源电路对开关调节器部的输出与串联调节器部的输出进行切换来向整体输出端子进行输出，其特征在于，包括：开关调节器输出单元，其使开关调节器部进行工作，将设置在开关调节器部与整体输出端子之间的第一环路切换开关设为接通，从而形成整体输出端子与开关调节器部的误差放大器之间的反馈环路(feedback loop)，另一方面，使串联调节器部的工作停止，将设置在串联调节器部与整体输出端子之间的第二环路切换开关设为断开，向整体输出端子输出开关调节器部的输出；串联调节器输出单元，其使串联调节器部进行工作，将第二环路切换开关设为接通，另一方面使开关调节器部的工作停止，将第一环路切换开关设为断开，从而断开整体输出端子与误差放大器之间的反馈环路，向整体输出端子输出串联调节器部的输出；以及过渡处理单元，其进行如下过渡处理：当从向整体输出端子输出串联调节器部的输出的状态切换到输出开关调节器部的输出的状态时，在使串联调节器部和开关调节器部进行工作的同时将第一环路切换开关设为断开来暂时断开开关调节器部的反馈环路，并仍将第二环路切换开关设为接通，来向整体输出端子输出串联调节器部的输出，在误差放大器的输出端子与误差放大器的另一个端子之间形成拟反馈环路(pseudo feedback loop)，将与串联调节器部的输出对应地电压输出到误差放大器的输出端子，由此对开关调节器部的相位补偿用电容器进行充电，之后断开拟反馈环路，重新形成整体输出端子与开关调节器部的误差放大器之间的反馈环路。
发明的效果
根据上述结构，对开关调节器部的输出和串联调节器部的输出进行切换来向整体输出端子输出的电源电路进行当从向整体输出端子输出串联调节器部的输出的状态切换到输出开关调节器部的输出的状态时的过渡处理。该过渡处理如下：在使串联调节器部和开关调节器部进行工作的同时将第一环路切换开关设为断开来暂时断开开关调节器部的反馈环路，并仍将第二环路切换开关设为接通来向整体输出端子输出串联调节器部的输出，使误差放大器的输出端子与误差放大器的另一个端子之间形成拟反馈环路，将与串联调节器部的输出对应的电压输出到误差放大器的输出端子，由此对开关调节器部的相位补偿用电容器进行充电。
在串联调节器部进行工作时开关调节器部停止工作，因此相位补偿用电容器成为正在放电的状态。在该状态下，当使开关调节器部进行工作时，PWM的脉冲宽度生成不顺利，开关调节器部的输出侧的电感器中流通大电流，整体输出端子中的输出电压发生大幅变动，由此成为噪声。根据上述结构，利用串联调节器部的输出电压对相位补偿用电容器进行充电，之后进行使用了开关调节器部中的反馈环路的工作，因此能够抑制当从输出串联调节器部的输出的状态切换到输出开关调节器部的输出的状态时的噪声。
【附图说明】
图1是表示本发明所涉及的实施方式中的电源电路的整体结构的图。
图2是表示现有技术的电源电路的结构的图。
图3是表示在本发明所涉及的实施方式中的软起动(softstart)模式时的各开关的接通/断开状态的图。
图4是表示在本发明所涉及的实施方式中的PWM模式时的各开关的接通/断开状态的图。
图5是表示在本发明所涉及的实施方式中的LDO模式时的各开关的接通/断开状态的图。
图6是表示在本发明所涉及的实施方式中的过渡模式时的各开关的接通/断开状态的图。
图7是表示本发明所涉及的实施方式中的与电源电路的模式的变更对应的各结构要素的状态变化的时序图。
图8是表示现有技术中的与电源电路的模式的变更对应的各结构要素的状态变化的时序图。
附图标记说明
10、11：电源电路；12：开关调节器部；14：串联调节器部；16：控制部；18：整体输出端子；20：第一基准电压电路；22：软起动电路；24：误差放大器；26：相位补偿用电容器；28：PWM比较器；30：PWM基准电压电路；32：PWM转换器；34：输出级电路；36：电感器；38：电容器；40：第二基准电压电路；42：反馈放大器；51：第一开关；52：第二开关；53：第三开关；54：第四开关；55：第五开关；56：第六开关。
【具体实施方式】
下面使用附图来详细说明本发明所涉及的实施方式。下面，将开关调节器的结构设为软起动电路-误差放大器-相位补偿用电容器-PWM比较器-PWM转换器-输出级电路的结构来进行说明，但是根据用途也可以设为适当附加除此以外的要素的结构，还可以设为将这些多个要素汇总为一个要素的结构。例如，也可以设为将PWM转换器与输出级一体化的结构。
下面，将开关作为断开环路或者形成环路的单元来进行说明，但是此处的开关这个词不仅仅意味着接点切换开关，而以包括半导体开关元件、开关电路等在内的广义的含义来使用。因而，开关的接通意味着环路的形成等，开关的断开意味着环路的断开等。
下面，在所有附图中对相同的要素附加同一附图标记，省略重复的说明。另外，在本文中的说明中，根据需要使用之前叙述过的附图标记。
图1是表示对开关调节器的输出和串联调节器的输出进行切换来向整体输出端子输出的电源电路10的整体结构的图。电源电路10是如下的电路：包括开关调节器部12、串联调节器部14以及控制部16，根据连接在整体输出端子18上的负载所需的电流，在高负载时使开关调节器部12进行工作，在低负载时使串联调节器部14进行工作，从而从整体输出端子18向负载提供某一个输出。因此，电源电路10具有如下结构：对开关调节器部12和串联调节器部14各自的输出进行连接，并在其上连接两个调节器部所共有的作为平滑电容器的电容器38，从而设为向负载输出的整体输出端子18。
并且，电源电路10特别是具有进行过渡处理的功能，该过渡处理降低当从向整体输出端子18输出串联调节器部14的输出的状态切换到输出开关调节器部12的输出的状态时的噪声。为了进行两个调节器对整体输出端子18的输出的切换以及过渡处理，电源电路10包括第一开关51至第六开关56的六个开关。控制部16具有如下功能：控制这些开关的状态，执行输出关闭模式、软起动模式、PWM模式、LDO模式以及过渡模式这五个模式的切换控制。
在此，输出关闭模式是指电源电路10完全不工作的模式，例如整体电源为关闭的状态、或者整体电源接通但是所有的电路要素不工作的状态。该输出关闭模式成为电源电路10所能够采取的其它模式的起始点，图1中示出了处于该输出关闭模式的状态的电源电路10。在该输出关闭模式下，开关调节器部12和串联调节器部14都不处于工作状态，第一开关51至第六开关56的这六个开关全部断开。
此外，图2是表示现有技术的电源电路11的结构的图，示出了与图1的电源电路10的不同之处，而省略了无关部分的图示。对图1和图2进行比较可知，现有技术的电源电路11中不包括图1的电源电路10所具备的第一开关51和第二开关52。
图3是表示软起动模式时的各开关的接通/断开状态的图。图4是表示PWM模式时的各开关的接通/断开状态的图。PWM模式是指向整体输出端子18输出开关调节器部12的输出的模式，是所谓的开关调节器工作模式。图5是表示LDO模式时的各开关的接通/断开状态的图。LDO模式是指如串联调节器部14被称为低压差线性稳压器(Low Dropout Regulator)那样向整体输出端子18输出串联调节器部14的输出的模式，是所谓的串联调节器工作模式。图6是表示过渡模式时的各开关的接通/断开状态的图。过渡模式的详细内容在后面进行叙述，过渡模式是进行如下处理的模式：降低当从向整体输出端子18输出串联调节器部14的输出的状态切换到输出开关调节器部12的输出的状态时的噪声。
在图1中，开关调节器部12包括第一基准电压电路20、软起动电路22、误差放大器24、相位补偿用电容器26、PWM比较器28、用于PWM比较器28的PWM基准电压电路30、PWM转换器32以及输出级电路34。另外，设置有第一开关51、第二开关52、第三开关53、第四开关54以及第五开关55。如上所述，这些要素中，第一开关51和第二开关52是现有技术所不具有的新要素。
第一基准电压电路20是产生开关调节器部12的第一基准电压V1的基准电压源。开关调节器部12是如下那样发挥功能的电路：使用反馈技术，即使存在负载中的电流变动等，也输出与该第一基准电压相同的电压。
软起动电路22是设置在第一基准电压电路20与误差放大器24的一个端子之间的延迟电路，相当于第一基准电压的软起动单元。软起动电路22具有以预先决定的上升特性将第一基准电压V1提供给误差放大器的一个端子的功能。软起动电路22在开关调节器部12开始工作时进行工作，此时以预先决定的上升特性将第一基准电压V1提供给误差放大器24的一个端子，当其提供电压V2上升到第一基准电压V1时，结束该作用。
第一开关51是能够对软起动电路22加设旁路的旁路开关(by-pass switch)。当接通第一开关51时，将第一基准电压V1按其电压值原样提供给误差放大器24的一个端子。由此，省略由软起动电路22产生的延迟而迅速地将第一基准电压V1提供给误差放大器24。第一开关51在过渡模式时被接通，在除此以外的模式下保持断开。
误差放大器24是如下的误差放大器：生成通过软起动电路22而被输入到一个端子的电压V2与被输入到另一个端子的电压V3之间的偏差作为误差信号，并将该误差信号作为输出电压V4而输出到输出端子。误差信号具有符号，例如在被输入到另一个端子的电压比基准电压低时能够被设为正。输出电压V4对相位补偿用电容器26进行充电，并被输出到PWM比较器28的一个端子。
在被输入到误差放大器24的另一个端子的电压V3是反馈电压时，进行动作使得该反馈电压成为V2。如上所述，在进行预先决定的上升之后，电压V2成为第一基准电压V1，因此在被输入到另一个端子的电压V3是反馈电压时，误差放大器24进行动作使得该反馈电压成为V1。
在误差放大器24的输出端子、误差放大器24的另一个端子、整体输出端子18之间配置用于形成反馈环路的开关以及决定反馈增益的电阻元件。在此，在下面详细说明误差放大器24周围的结构。
在图1中，在误差放大器24的周围，从整体输出端子18向接地电位侧以电阻元件R3、电阻元件R2以及电阻元件R1的顺序串联地依次连接配置这些元件。即，电阻元件R3的一个端子被连接在整体输出端子18上，电阻元件R3的另一个端子与电阻元件R2的一个端子相连接，电阻元件R2的另一个端子与电阻元件R1的一个端子相连接，电阻元件R1的另一个端子被连接在接地电位侧。
并且，电阻元件R3的另一个端子与电阻元件R2的一个端子相连接的连接点与误差放大器24的输出端子之间设置有第二开关52。另外，电阻元件R2的另一个端子与电阻元件R1的一个端子相连接的连接点与误差放大器24的另一个端子之间设置有第三开关53。并且，电阻元件R1的另一个端子与接地电位侧之间设置有第四开关54。
在PWM模式、LDO模式、过渡模式的各个模式下，如下那样对第二开关52、第三开关53、第四开关54各自的接通/断开进行控制。
即，在PWM模式下，第二开关52为断开，但是第三开关53和第四开关54被设为接通。在图2所示的现有技术中，也存在第三开关53和第四开关54，在此，在PWM模式时、即在向整体输出端子18输出开关调节器部的输出的模式时，第三开关53和第四开关54也被设为接通。此外，在PWM模式下，后述的第五开关55被设为接通，第六开关56被设为断开。
这样，通过将第二开关52设为断开且将第三开关53设为接通且将第四开关54设为接通，来将整体输出端子18的电压V7施加到电阻元件R3的一个端子上，使用将电阻元件R3和电阻元件R2相加得到的(R3+R2)以及电阻元件R1，(R3+R2)与R1的连接点被连接到误差放大器24的另一个端子上，由此对误差放大器24反馈整体输出端子18的电压V7。即，将整体输出端子18和与误差放大器24相关联的三个电阻元件的相连接的信号线成为开关调节器部12的反馈环路。
当使用第一基准电压V1、误差放大器24的输出电压V4以及整体输出端子18的输出电压V7并将从误差放大器24的输出端子到整体输出端子18为止的要素的整体增益设为ACV时，存在下面的关系。即，以V4＝V7/ACV＝[V1{(R1+R2+R3)/R1}]/ACV来提供误差放大器24的输出电压V4。
接着，在LDO模式下，第二开关52为断开，而且第三开关53和第四开关54也被设为断开。在图2所示的现有技术中，也存在第三开关53和第四开关54，在此，在LDO模式时、即在向整体输出端子18输出串联调节器部的输出的模式时，第三开关53和第四开关54也被设为断开。此外，在LDO模式下，后述的第五开关55被设为断开，第六开关56被设为接通。
这样，通过将第二开关52设为断开且将第三开关53设为断开且将第四开关54设为断开，来完全断开整体输出端子18与开关调节器部12的误差放大器24之间的连接，将串联调节器部14的反馈放大器42的输出端子连接到整体输出端子18上。由此向整体输出端子18输出串联调节器部14的输出电压V12。
并且，在过渡模式下，第二开关52被设为接通。第三开关53和第四开关54都被设为接通。仅在该过渡模式时第二开关52被设为接通。此外，在过渡模式下，后述的第五开关55被设为断开，第六开关56被设为接通。即，第五开关55和第六开关56的状态与LDO模式时的状态相同。
这样，将第五开关55和第六开关56的状态设为与LDO模式时的状态相同，将第二开关52设为接通，将第三开关53设为接通，将第四开关54设为接通，由此将串联调节器部14的输出电压V12施加到电阻元件R3的一个端子上，电阻元件R3的另一个端子与电阻元件R2的一个端子的连接点被连接在误差放大器24的输出端子上。
在该状态下，与对误差放大器24以包括PWM比较器28、PWM转换器32、输出级电路34等在内的较大的反馈环路反馈PWM模式时的整体输出端子18的输出电压V7的情况相比，以误差放大器24自身为中心形成提供串联调节器部14的输出电压V12的较小的反馈环路。
这样，能够将串联调节器部14的输出电压V12提供给开关调节器部12的误差放大器24，使误差放大器24的输出端子与误差放大器24的另一个端子之间形成作为较小的反馈环路的拟反馈环路，来将与串联调节器部14的输出电压V12对应的电压输出到误差放大器24的输出端子。该拟反馈环路是不包括PWM转换器32的单纯的反馈环路，因此向误差放大器24的输出端子输出快速收敛的稳定的输出电压V4。
由此，能够使用由串联调节器部14的输出电压V12产生的稳定的该输出电压V4对开关调节器部12的相位补偿用电容器26进行充电。这样，当从向整体输出端子18输出串联调节器部14的输出的状态切换到输出开关调节器部12的输出的状态时，以稳定的电压对处于放电状态的相位补偿用电容器26进行充电，由此能够降低切换输出时的噪声。这正是进行过渡处理的目的。
在PWM模式时反馈整体输出端子18的输出电压V7，与此相对地，在过渡模式时提供串联调节器部14的输出电压V12，因此误差放大器24的输出电压V4有可能成为与PWM模式时不同的值。因此，设将电阻元件R3的另一个端子与电阻元件R2的一个端子的连接点连接到误差放大器24的输出端子上，将电阻元件R3和电阻元件R2的相加值设为固定，对其分割比进行调整。由此，能够将误差放大器24的输出电压V4调整为在过渡模式和PWM模式下相同的值。
即，在过渡模式下，向电阻元件R3的一个端子提供串联调节器部14的输出电压V12，从误差放大器24的输出端子向接地电位侧以电阻元件R2、电阻元件R1的顺序串联地依次连接配置这些元件。电阻元件R3的另一个端子与电阻元件R2的一个端子的连接点是将电阻元件R3和电阻元件R2相加得到的(R3+R2)的分割点，因此将该分割点连接到误差放大器24的输出端子上。
在此，在PWM模式下，将(R3+R2)作为一体，因此将电阻元件R1称为第一电阻元件，将具有(R3+R2)的值的电阻元件作为一体而称为第二电阻元件。当这样称呼时，(R3+R2)的分割点是对串联连接第二电阻元件的两个电阻成分进行分割时的其分割点。因而，在过渡模式下，第二电阻元件的分割点被连接在误差放大器24的输出端子上。
在这种情况下，当使用串联调节器部14的输出电压V12和误差放大器24的输出电压V4时，存在下面的关系。即，以V4＝V12{(R1+R2)/+(R1+R2+R3)}来提供误差放大器24的输出电压V4。
在PWM模式下，如上所述，以V4＝V7/ACV＝[V1{(R1+R2+R3)/R1}]/ACV来提供误差放大器24的输出电压V4。因此，只要决定(R3+R2)的分割点使得该两个V4为相同的值并将该分割点连接到误差放大器24的输出端子上即可。这样，能够将误差放大器24的输出电压V4调整为在过渡模式和PWM模式时相同的值。
以上对误差放大器24周围的结构进行了说明，因此再次回到图1，相位补偿用电容器26是设置在误差放大器24的输出端子与PWM比较器28的一个端子之间的电容器，具有对PWM比较器28中的频率的零点进行补偿从而能够准确地形成脉冲宽度的功能。利用误差放大器24的输出电压V4对相位补偿用电容器26进行充电。在开关调节器部12进行工作时使用相位补偿用电容器26，因此在串联调节器部14的工作过程中，在开关调节器部12不工作的期间进行放电。
PWM比较器28是具有如下功能的差动放大器：对被输入到一个端子的误差放大器24的输出电压V4与被输入到另一个端子的PWM基准电压V5进行比较，并将该差电压输出到PWM转换器32。如上所述，误差放大器24的输出电压V4是表示反馈输入到误差放大器24的另一个端子的电压V2与第一基准电压V1之间的误差的误差信号。
PWM基准电压电路30是具有输出PWM基准电压V5的功能的基准电压源。作为PWM基准电压电路30，能够使用振荡波形生成电路，该振荡波形生成电路生成并输出预先设定的频率的锯齿状波形或者三角波形的信号。
PWM转换器32是根据PWM比较器28的输出来生成占空比可变的PWM信号的电路。这样，PWM信号是具有与误差信号的大小相应的脉冲宽度的矩形波。
输出级电路34是以低阻抗输出作为PWM转换器32的输出的脉冲信号的缓冲电路。
设置在输出级电路34与电感器36之间的第五开关55是在向整体输出端子18输出开关调节器部12的输出时被设为接通来形成将整体输出端子18的电压V7反馈到误差放大器24的反馈环路的第一环路切换开关。如与误差放大器24的周围的结构相关联地已经叙述的那样，第五开关55在PWM模式下接通，在LDO模式下断开，在过渡模式下断开。
电感器36具有将作为开关调节器部12的输出信号的脉冲信号变换为电磁能的功能。具体地说，当接通脉冲信号时，蓄积其能量，在关闭时，将所蓄积的该能量放出到整体输出端子18。作为电感器36，能够使用适当的线圈。
电容器38是设置在整体输出端子18与接地电位之间而抑制整体输出端子18的输出电压V7的变动的平滑电容器。
以上，说明了开关调节器部12，因此接着说明串联调节器部14。串联调节器部14包括第二基准电压电路40、反馈放大器42以及第六开关56。
第二基准电压电路40是产生串联调节器部14中的基准电压V10的基准电压源。串联调节器部14是发挥如下功能的电路：利用反馈放大器42的作用，即使存在负载中的电流变动等，也输出与该第二基准电压V10相同的电压。
反馈放大器42是具有被输入第二基准电压V10的基准电压输入端子和通过反馈增益输入该反馈放大器42的输出的反馈输入端子以及输出端子的放大器。在此，从输出端子向接地电位以电阻元件R11、电阻元件R10的顺序串联连接这些元件，将电阻元件R11与电阻元件R10之间的连接点连接到反馈输入端子上。
第六开关56是设置在反馈放大器42与整体输出端子18之间的开关，在向整体输出端子18输出串联调节器部14的输出时被设为接通。与将第五开关55称为第一环路切换开关相对应地，能够将第六开关56称为第二环路切换开关。如与误差放大器24的周围的结构相关联地已经叙述的那样，第六开关56在PWM模式下断开，在LDO模式下接通，在过渡模式下也接通。
控制部16具有如下功能：将开关调节器部12和串联调节器部14的各要素的动作作为整体来进行控制，根据连接在整体输出端子18上的负载所需的电流，在高负载时使开关调节器部12进行工作，在低负载时使串联调节器部14进行工作，从而从整体输出端子18向负载提供某一个输出。具体地说，具有如下功能：使开关调节器部12开启/关闭，使串联调节器部14开启/关闭，控制第一开关51至第六开关56的六个开关的接通/断开，执行输出关闭模式、软起动模式、PWM模式、LDO模式以及过渡模式这五个模式的切换控制。
如图1中所说明的那样，在输出关闭模式下，开关调节器部12和串联调节器部14都关闭，第一开关51至第六开关56这六个开关全部断开。
图3是表示软起动模式时的情况的图。图3是与图1相同的图，但是第一开关51至第六开关56的六个开关的状态有些不同。软起动模式是如下的模式：在PWM模式的初期，使用软起动电路22的功能，以预先决定的上升特性使作为第一基准电压电路20的输出电压的第一基准电压V1延迟并将其提供给误差放大器24的一个端子。
在软起动模式下，开关调节器部12开启，串联调节器部14关闭。并且，第一开关51断开，第二开关52断开，第三开关53接通，第四开关54接通，第五开关55接通，第六开关56断开。该状态与图4中所说明的PWM模式时的状态相同。
图4是表示PWM模式时的情况的图。PWM模式处于与软起动模式相同的状态，开关调节器部12开启，串联调节器部14关闭。并且，第一开关51断开，第二开关52断开，第三开关53接通，第四开关54接通，第五开关55接通，第六开关56断开。
在PWM模式下，使开关调节器部12进行工作，将设置在开关调节器部12与整体输出端子18之间的作为第一环路切换开关的第五开关55设为接通，使得形成整体输出端子18与开关调节器部12的误差放大器24之间的反馈环路，另一方面，使串联调节器部14的工作停止，将设置在串联调节器部14与整体输出端子18之间的作为第二环路切换开关的第六开关56设为断开，向整体输出端子18输出开关调节器部12的输出。
图5是表示LDO模式时的情况的图。LDO模式中处于与PWM模式相反的状态的元件较多。即，开关调节器部12关闭，串联调节器部14开启。并且，第一开关51接通，第二开关52断开，第三开关53断开，第四开关54断开，第五开关55断开，第六开关56接通。
在LDO模式下，使串联调节器部14进行工作，将作为第二环路切换开关的第六开关56设为接通，另一方面使开关调节器部12的工作停止，将作为第一环路切换开关的第五开关55设为断开，来断开整体输出端子18与误差放大器24之间的反馈环路，向整体输出端子18输出串联调节器部14的输出。
图6是表示过渡模式时的情况的图。过渡模式是从LDO模式切换到PWM模式时执行的模式，是一边保持LDO模式一边在误差放大器24的周围形成拟反馈环路来以稳定的电压对相位补偿用电容器26进行充电的模式。在过渡模式中，开关调节器部12启动，串联调节器部14也启动。并且，第一开关51接通，第二开关52接通，第三开关53接通，第四开关54接通，第五开关55断开，第六开关56接通。
在过渡模式下，如上所述，当从向整体输出端子18输出串联调节器部14的输出的状态切换到输出开关调节器部12的输出的状态时，进行如下的过渡处理：在使串联调节器部14与开关调节器部12一起工作的同时，将作为第一环路切换开关的第五开关55断开来暂时断开开关调节器部12的反馈环路，保持接通作为第二环路切换开关的第六开关56来向整体输出端子18输出串联调节器部14的输出，使误差放大器24的输出端子与误差放大器24的另一个端子之间形成拟反馈环路，误差放大器24的输出端子输出与串联调节器部14的输出对应的电压，由此对开关调节器部12的相位补偿用电容器26进行充电，之后，断开拟反馈环路，重新形成整体输出端子18与开关调节器部12的误差放大器24之间的反馈环路。
使用图7的时序图说明上述结构的作用。此外，为了参考，在图8中示出图2的现有技术的电源电路的时序图、即在当从向整体输出端子输出串联调节器部的输出的状态切换到输出开关调节器部的输出的状态时没有过渡模式的情况的时序图。
图7是按时间序列表示在电源电路10中动作模式从输出关闭模式起逐渐变化为软起动模式、PWM模式、LDO模式、过渡模式、PWM模式时的各要素的状态变化的图。图7的横轴是时间，纵轴从纸张的上侧到下侧依次为：作为PWM部的开关调节器部12的开启/关闭状态、作为LDO部的串联调节器部14的开启/关闭状态、误差放大器24的输出电压V4、PWM开关输出电压V6、LDO输出电压V12、电源电路10的输出电压V7。
在输出关闭模式下，全部处于关闭或GND状态。当进入软起动模式时，PWM部开启，误差放大器24的输出电压V4一边延迟一边上升。上升时间Tr是在软起动电路22中预先决定的上升特性。与误差放大器24的输出电压V4的上升同步地，PWM开关输出电压V6的脉冲宽度逐渐变大。另外，与它们同步地，电源电路10的输出电压V7也同样上升。
在软起动模式下，当经过上升时间Tr时，误差放大器24的输出电压V4大致为固定值，PWM开关输出电压V6的脉冲宽度也大致固定。另外，与它们对应地，电源电路10的输出电压V7也大致为固定值。
在软起动模式、PWM模式下，LDO部保持关闭，但是当接着切换到LDO模式时，LDO部开启，取而代之PWM部关闭。由此，误差放大器24的输出电压V4为GND电位，因而，相位补偿用电容器26开始放电。PWM开关输出电压V6也为GND电位。另一方面，LDO输出电压V12在上升时期为高阻抗，但是之后为固定的电压电平。与此相对应地，电源电路10的输出电压V7也成为与V12对应的固定电压。
接着，在从LDO模式切换到PWM模式时，执行过渡模式的处理。在过渡模式下，LDO部保持开启，PWM部也开启。并且，如与软起动电路22相关联地进行说明的那样，第一开关51被开启，软起动电路22被旁路，第一基准电压V1被直接提供给误差放大器24的一个端子。因而，误差放大器输出电压V4的上升时间Tr′比软起动模式时的上升时间Tr短。并且，如与误差放大器24的周围的结构相关联地进行说明的那样，第二开关52被接通，LDO输出电压V12被提供给误差放大器24，形成不包括PWM转换器32的单纯环路的拟反馈环路，从误差放大器24输出稳定的电压，由此对相位补偿用电容器26进行充电。
在图7中，在过渡模式下，误差放大器输出电压V4急速上升，与此相应地在PWM开关输出电压V6中呈现出脉冲宽度逐渐变大的情形。LDO输出电压V12维持LDO模式时的值。与此相对应地，电源电路10的输出电压V7也维持LDO模式时的值。
当相位补偿用电容器26的充电经过充足的时间时，过渡模式结束，LDO部关闭。与此相应地LDO输出电压V12逐渐降低而变为GND电位。此时，电源电路10的输出电压V7中产生切换噪声，但是当将其电压振幅Vnz′与参考中所示的图8中出现的切换噪声的电压振幅Vnz进行比较时，电压振幅Vnz′能够变得特别小。这是因为在过渡模式下对相位补偿用电容器26进行了充足的充电。由此，之后的PWM模式的动作变得平滑，如图7所示，误差放大器输出电压V4大致为固定电压电平，PWM开关输出电压V6的脉冲宽度也大致固定，与它们相对应地电源电路10的输出电压V7也大致为固定电压。
参考中示出的图8中除了没有过渡模式以外，横轴、纵轴的内容相同。并且，在从LDO模式切换到PWM模式时，从相位补偿用电容器26正在放电的状态起开始充电，因此电感器36中流通大电流，电源电路的输出电压V7中出现较大电压振幅Vnz的切换噪声。这样，在以往技术中，在从LDO模式切换到PWM模式时，电源电路的输出电压V7产生较大的变动。