一种用于MIMO系统的旋转调制信号的方法 【技术领域】
本发明涉及一种数字通信系统中的信号调制方法，确切地说，涉及一种用于MIMO系统的高效、高频谱利用率的旋转调制信号的方法，属于无线通信的技术领域。
背景技术
随着蜂窝移动通信、因特网和多媒体业务的发展，世界范围内无线通信的容量需求在迅速增长。另一方面，可利用的无线频谱是有限的。如果通信频谱的利用率没有得到显著提高，就不能满足日益增长的通信容量的发展需要。在单天线链路系统中，采用先进的信道编码(如Turbo码和低密度校验码)，能够接近香农信道容量；通过增加发射端和接收端的天线数量，可以进一步显著提高频谱利用率。
多输入多输出MIMO(Multiple-Input Multiple-Out-put)系统技术，最早是由Marconi于1908年提出的，它利用多天线来抑制信道衰落。根据收发两端天线数量，相对于普通的单输入单输出SISO(Single-Input Single-Output)系统，MIMO的信道容量能够随着天线数量的增多而线性增大。也就是说，可以利用MIMO信道成倍地提高无线信道容量，在不增加带宽和天线发送功率的情况下，就可以成倍地提高频谱利用率。
在衰落信道中，分集显得尤为重要。在最佳分集情况下，错误概率会随着平均信噪比的增加而呈指数下降。目前，比特交织编码调制技术(BICM)是被3GPP和3GPP LTE用于衰落信道里的一种比特交织编码调制技术。在应用BICM情况下，虽然比特交织调制增大了编码调制的时间分集度，然而，由于它没有用到调制分集，因此其传输性能的增益有限。所以，如何解决这个技术瓶颈或问题。成为业界人士非常关注的热点和难点。
【发明内容】
有鉴于此，本发明的目的是提供一种高效、高频谱利用率的用于MIMO系统的旋转调制信号的方法，该方法可以有效利用时间分集、空间分集和调制分集的特性，从而减低传输差错率，提高传输可靠性。
为了达到上述目的，本发明提供了一种用于MIMO系统的旋转调制信号的方法，其特征在于：采用旋转调制和Q路正交分量交织，消除发送调制符号的I路和Q路衰落系数相关性，并增大调制分集数，获取调制分集增益；再引入MIMO系统的时间分集和空间分集，从而在衰落信道的传输过程中，有效提高通信系统的各项传输性能，在整体传输性能上优于比特交织编码调制技术BICM-MIMO系统。
所述方法包括下述操作步骤：
(1)发送端根据每根发送天线上设置的编码码率R和码长N，确定每根发送天线上的信息比特长度K，即K＝R×N，并对其进行编码调制处理；再依照设定的旋转角度对调制后符号的I路同相分量和Q路正交分量分别进行旋转调制处理，然后对旋转调制后的符号块矢量进行存储；
(2)发送端先对其全部Nt根发送天线上的符号做空间分层交织处理，再对空间分层交织处理后的全部Q路正交分量做空间Q路交织处理，然后对每根天线上的空间Q路交织处理后的数据分别进行I路和Q路分量的时间交织处理；
(3)发送端利用理想信道估计的信道值对时间交织处理后的符号块矢量进行预编码处理后，将其发送出去；
(4)接收端利用步骤(3)的信道值对其接收到的数据进行预解码处理；
(5)接收端先对全部Nr根接收天线上预解码后的符号块矢量顺序进行I路和Q路分量的时间反交织、空间Q路解交织和空间分层解交织处理，再对每根接收天线上的符号块矢量分别进行旋转解调和译码运算后，得到所需的比特信息。
所述步骤(1)进一步包括下述操作内容：
(11)根据公式K＝N×R计算每根发送天线上发射的比特信息长度K；
(12)对每根发送天线上的K比特信息进行编码调制；
(13)采用旋转矩阵RM对调制符号进行多维旋转调制处理，获取调制分集增益：设旋转调制后的符号集合为x＝(x1，x2，…，xNs)，式中，下标Ns是每根发送天线上发送的符号数，且该符号集合x中地每个符号xi都满足下述公式：xi′＝RM×ui′；式中，对于N维旋转调制，N为大于1的自然数，ui是N维的行向量，表示旋转调制处理前的调制符号，ui′是ui的转置列向量；xi是是N维的行向量，表示多维旋转调制后的调制符号，xi′是xi的转置列向量；RM是N阶的旋转矩阵，其每行或每列的平方和都为1，行向量或列向量之间满足正交性；
(14)分别对旋转调制后的各个符号块矢量进行存储。
所述对调制符号进行多维旋转调制处理的维数包括2维、4维、8维或更高维数，但是，8维或更高维数的旋转调制的计算复杂，而优势不明显；故选择最多的是2维或4维；其具体方法为：
选择进行二维旋转调制时，每个二维调制符号是由一个调制符号的同相分量和正交分量所构成，即每次旋转调制处理一个调制符号的同相分量和正交分量；故设二维旋转调制处理前的每个调制符号为ui＝A+Bj，其中，A是ui的同相分量，B是ui的正交分量；旋转矩阵RM=cosθsinθ-sinθcosθ,]]>θ是设定的旋转角度，其取值范围为经过二维旋转调制处理后的符号为xi＝X+Yj时，则XY=RM×AB,]]>即XY=cosθsinθ-sinθcosθAB;]]>
选择进行四维旋转调制时，每个四维调制符号是由相邻的两个调制符号的同相分量和正交分量所构成，即每次旋转调制处理两个相邻调制符号各自的同相分量和正交分量；故设四维旋转调制处理前的两个调制符号分别为A+Bj和C+Dj，经过四维旋转调制后的这两个调制符号对应的值分别为X+Yj和Z+Wj时，则XYZW=RM×ABCD,]]>式中，RM=cosθ1cosθ2sinθ1cosθ2cosθ1sinθ2sinθ1sinθ2-sinθ1cosθ2cosθ1cosθ2-sinθ1sinθ2cosθ1sinθ2-cosθ1sinθ2-sinθ1sinθ2cosθ1cosθ2sinθ1cosθ2sinθ1sinθ2-cosθ1sinθ2-sinθ1cosθ2cosθ1cosθ2,]]>θ1和θ2分别是设定的旋转角度，其取值范围均为
所述步骤(2)进一步包括下述操作内容：
(21)发送端对全部Nt根发送天线上的旋转调制后的符号进行空间分层交织处理：按照设定规则对每个时刻的全部Nt根发送天线上旋转调制后的符号位置进行重新排列，其重排规则是：假设空间分层交织处理前的t时刻第i根天线上的旋转调制符号为xti，空间分层交织处理后的t时刻第k根天线上的空间交织符号为xtk，则xtk=xti,k=[(i+t-2)mosNt]+1;]]>式中，自然数i和k都是发送天线序号，其取值范围都是：[1，Nt]，时刻t的取值范围是1，2，...，Ns，Ns是每根发送天线上发送的符号数，mod代表取余操作；
(22)对空间分层交织处理后的全部Q路正交分量做空间Q路交织处理：将Nt根发送天线上的空间分层交织后的数据看作Nt个符号块矢量，即{(I0，Q0)，(I1，Q1)，...，(INt，QNt))，其中，(Ii，Qi)是第i根天线上发送的符号块矢量，Ii是该符号块矢量的实部，Qi是该符号块矢量的虚部，每个符号块矢量(Ii，Qi)中包含Ns个符号；此时保持每根发送天线上发送的符号块矢量的实部不变，只重新排列每个符号块矢量的虚部位置；设重排后的第k根天线上的符号块矢量为(Ik，Qk)，则该重排后的符号块矢量满足下述公式：Ik=Iik=iQk=Qik=(i+1)modNt;]]>
(23)对空间Q路交织后的每根天线上的I路和Q路符号块矢量分别进行块内的时间交织，也就是对每根发送天线上发送的数据，分别对其I路和Q路分量进行随机交织处理。
所述步骤(3)进一步包括下述操作内容：
(31)假设步骤(2)时间交织处理后的全部Nt根发送天线上的符号块矢量为Z＝{Z1，Z1，...，ZNt)T，式中，Zi是每根发送天线上长度为Ns的符号块矢量，自然数i是发送天线序号，其取值范围是：[1，Nt]；
(32)假设理想信道估计情况下的已知衰落信道H，对该信H做奇异值分解，得到H＝UΛVH，式中，Λ是Nr×Nt的非负对角矩阵，U和V分别是Nr×Nr和Nt×Nt的酉矩阵，所述酉矩阵是指满足矩阵本身与其共轭转置矩阵的乘积为单位矩阵的矩阵，即矩阵U与其共轭转置矩阵UH的乘积，以及矩阵V与其共轭转置矩阵VH的乘积都为单位矩阵；再分别存储下述各个矩阵：U、UH、Λ、V和VH；
(33)将步骤(32)分解出来的V矩阵与符号块矢量Z相乘，得到经过预编码处理生成的、与符号块矢量Z的长度相同的符号块矢量X：X＝VZ，即X＝{X1，X2，...，XNt}T，式中，Xi是每根天线上经过预编码处理的符号块矢量。
所述单位矩阵是指对角线上元素为1，其他元素为0的矩阵。
所述步骤(4)进一步包括下述操作内容：
(41)假设接收端的全部Nr根接收天线上接收到的符号块矢量为r＝{r1，r2，...，rNr}T，式中，ri是每根接收天线上接收到的符号块矢量，自然数i是接收天线序号，其取值范围是：[1，Nr]；
(42)将步骤(32)分解出来的U矩阵的共轭转置矩阵UH与接收到的符号块矢量r相乘，得到的积为经过预解码后的、与符号块矢量r的长度相同的符号块矢量y：y＝UHr，即y＝{y1，y2，...，yNr}T，式中，yi是每根接收天线上经过预解码后的符号块矢量。
所述步骤(5)进一步包括下述操作内容：
(51)接收端先对全部Nr根接收天线上预解码后的数据分别进行I路和Q路时间解交织，即按照步骤(23)的规则做逆向处理：对每根接收天线上的I路和Q路信号分别进行符号块内的随机解交织；
(52)再对全部Q路正交分量做空间Q路解交织，即按照步骤(22)的规则做逆向处理：保持每根接收天线上符号块矢量的实部不变，只对每个符号块矢量的虚部位置进行重新排列：设重排前的第i根接收天线上的符号块矢量为(Ii，Qi)，则重排后的第k根接收天线上的符号块矢量(Ik，Qk)满足下述公式：
Ik=Iik=iQk=Qik=(i-1)modNt]]>，式中，mod代表取余操作；
(53)接收端对全部Nr根接收天线上完成解交织后的数据进行空间分层解交织，即按照步骤(21)的规则做逆向处理：假设空间分层解交织前的t时刻第i根天线上的Q路矢量符号为xti，空间分层解交织后的t时刻第k根天线上的空间分层解交织矢量符号为xtk，则有：xtk=xti,k=[(i-t)modNt]+1;]]>式中，时刻t的取值范围是1，2...，Ns，mod代表取余操作；
(54)采用最大似然解调方式对每根接收天线上的符号块矢量进行旋转解调：以经过衰落信道后的旋转星座图为解调参考星座图，通过计算接收到的符号块矢量中的每个符号与其参考星座图中每个星座点的欧式距离，分别得到映射成为每个符号中的各个比特的对数似然比，用于译码；
(55)将每根接收天线上的符号块矢量还原成为码长为N的比特信息，再根据编码方式选择相对应的译码方式将每根接收天线上的符号块矢量译码还原为K个比特的信息比特，结束流程。
所述方法适用于多种不同的编码调制技术方案，特别在用于高码率和不同码长的码字时，能很好地降低系统的误帧率。
本发明是一种用于MIMO系统的旋转调制信号的方法，该方法在技术上的创新点是：将MIMO技术和旋转调制技术的优点相结合，有效利用时间分集、空间分集和调制分集的传输特性，从而在衰落信道的传输中，既可以使系统达到很高的传输效率，提高频谱利用率，又能够通过多种分集实现很高的传输可靠性，降低误码率和误帧率，逼近衰落信道下的理想信道容量，以期能够满足下一下无线传输网的发展需求。而且，本发明方法的操作步骤简单、实用，计算复杂度低，功效显著，可适用于多种编码调制技术方案，特别适用于高码率和不同码长的码字，能够很好地降低系统的误帧率，有效提高通信系统的各项传输性能，因此，本发明具有很好的推广应用前景。
【附图说明】
图1是本发明用于MIMO系统的旋转调制信号的方法操作流程示意图。
图2(a)、(b)分别是旋转调制前后的两个星座图的比较。
图3(a)、(b)是本发明中空间分层交织前后传输矩阵的比较图。
图4是本发明中空间Q路分量符号交织示意图。
图5是本发明中的解调星座图。
图6是本发明在MIMO系统中的码率8/9、QPSK调制、快衰信道条件下，采用本发明二维/四维旋转调制技术与不采用旋转调制技术的误帧率曲线仿真实施例的试验结果对比图。
图7是本发明在MIMO系统中的码率8/9、QPSK调制、慢衰信道条件下，采用本发明二维/四维旋转调制技术与不采用旋转调制技术的误帧率曲线仿真实施例的试验结果对比图。
【具体实施方式】
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面结合附图和实施例的情况对本发明方法的具体步骤、特征和性能作进一步的详细描述。
本发明是一种用于MIMO系统中的旋转调制信号的方法：采用旋转调制和Q路正交分量交织，使得发送后的调制符号在传输过程中彼此独立传输的I路同相分量和Q路正交分量分别产生不同的衰落，消除发送调制符号的I路和Q路衰落系数相关性，获取调制分集增益；再引入MIMO系统的时间分集和空间分集，从而在衰落信道的传输过程中，有效提高通信系统的各项传输性能，在整体传输性能上优于BICM-MIMO系统，
参见图1，介绍本发明方法的各个操作步骤：
步骤1、发送端根据每根发送天线上设置的编码码率R和码长N，确定每根发送天线上的信息比特长度K，即K＝R×N，并对其进行编码调制处理；再依照设定的旋转角度对调制后符号的I路同相分量和Q路正交分量分别进行旋转调制处理，然后对旋转调制后的符号块矢量进行存储。该步骤1包括下述操作内容：
(11)根据公式K＝N×R计算每根发送天线上发送的比特信息长度K。
实施例中，N＝2304，R＝8/9，因此每根发送天线上的比特数K＝2048。
(12)对每根发送天线上的K比特信息进行编码调制。
实施例中，采用Turbo码编码方式，四相移相键控QPSK调制方式对K个比特进行编码调制，调制后的符号数为Ns＝1024。
(13)采用旋转矩阵RM对调制符号进行多维旋转调制处理，获取调制分集增益：设旋转调制后的符号集合为x＝(x1，x2，…，xNs)，式中，下标Ns是每根发送天线上发送的符号数，且该符号集合x中的每个符号xi都满足下述公式：xi′＝RM×ui′；式中，对于N维旋转调制，N为大于1的自然数，ui是N维的行向量，表示旋转调制处理前的调制符号，ui′是ui的转置列向量；xi是是N维的行向量，表示多维旋转调制后的调制符号，xi′是xi的转置列向量；RM是N阶的旋转矩阵，其每行或每列的平方和都为1，行向量或列向量之间满足正交性；
对调制符号进行多维旋转调制处理的维数包括2维、4维、8维或更高维数，但是，8维或更高维数的旋转调制的计算复杂，而优势不明显；故选择最多的是2维或4维；其具体方法为：
选择进行二维旋转调制时，每个二维调制符号是由一个调制符号的同相分量和正交分量所构成，即每次旋转调制处理一个调制符号的同相分量和正交分量；故设二维旋转调制处理前的每个调制符号为ui＝A+Bj，其中，A是ui的同相分量，B是ui的正交分量；旋转矩阵RM=cosθsinθ-sinθcosθ,]]>θ是设定的旋转角度，其取值范围为经过二维旋转调制处理后的符号为xi＝X+Yj时，则XY=RM×AB,]]>即XY=cosθsinθ-sinθcosθAB;]]>
选择进行四维旋转调制时，每个四维调制符号是由相邻的两个调制符号的同相分量和正交分量所构成，即每次旋转调制处理两个相邻调制符号各自的同相分量和正交分量；故设四维旋转调制处理前的两个调制符号分别为A+Bj和C+Dj，经过四维旋转调制后的这两个调制符号对应的值分别为X+Yj和Z+Wj时，则XYZW=RM×ABCD,]]>式中，RM=cosθ1cosθ2sinθ1cosθ2cosθ1sinθ2sinθ1sinθ2-sinθ1cosθ2cosθ1cosθ2-sinθ1sinθ2cosθ1sinθ2-cosθ1sinθ2-sinθ1sinθ2cosθ1cosθ2sinθ1cosθ2sinθ1sinθ2-cosθ1sinθ2-sinθ1cosθ2cosθ1cosθ2,]]>θ1和θ2分别是设定的旋转角度，其取值范围均为
参见图2，以四相移相键控QPSK调制为例，介绍旋转调制前后的两个星座图的比较；因为QPSK是将每2个比特映射为1个符号，共有4种可能的比特组合和对应的符号值，如图2(a)所示的普通调制情况下格雷映射星座图，其中A、B分别为各星座点在实部与虚部上的投影，其数值分别为图2(b)为图2(a)经过θ度旋转调制后形成的星座图，X、Y值分别为旋转调制后各星座点在实部与虚部上的投影，通过旋转调制运算后，X、Y值所确定的星座点的数值与图2(a)顺时针旋转θ度后的A、B的数值等价。
本发明实施例中，二维旋转QPSK调制的θ取值为θ=arctan(12)=0.4636]]>(弧度)，假设旋转调制前的符号为A+Bj，旋转调制后的符号为X+Yj，那么根据XY=0.89440.4472-0.44720.8944AB,]]>就能够得到旋转调制后的符号；采用16QAM的θ取值为θ=arctan(13)=0.3218]]>(弧度)，采用64QAM的θ取值为θ=arctan(14)=0.245]]>(弧度)；四维旋转QPSK调制θ1=θ2=arctan(12)=0.4636]]>(弧度)，16QAM调制θ1=θ2=arctan(13)=0.3218]]>(弧度)，64QAM调制θ1=θ2=arctan(14)=0.245]]>(弧度)；从而能够得到如下旋转调制矩阵：
(14)分别对旋转调制后的各个符号块矢量进行存储。
步骤2、发送端先对其全部Nt根发送天线上的符号做空间分层交织处理，再对空间分层交织处理后的全部Q路正交分量做空间Q路交织处理，然后对每根天线上的空间Q路交织处理后的数据分别进行I路和Q路分量的时间交织处理。
该步骤2包括下述具体操作内容：
(21)发送端对全部Nt根发送天线上的旋转调制后的符号进行空间分层交织处理：按照设定规则对每个时刻的全部Nt根发送天线上旋转调制后的符号位置进行重新排列，其重排规则是：假设空间分层交织处理前的t时刻第i根天线上的旋转调制符号为xti，空间分层交织处理后的t时刻第k根天线上的空间交织符号为xtk，则xtk=xti,k=[(i+t-2)modNt]+1;]]>式中，自然数i和k都是发送天线序号，其取值范围都是：[1，Nt]，时刻t的取值范围是1，2，...，Ns，Ns是每根发送天线上发送的符号数，mod代表取余操作。
参见图3中的两个矩阵(a)和(b)，介绍本发明实施例中，以天线数为4的空间交织前后在4根发送天线上的数据传输矩阵的位置排列变化情况。左侧的矩阵(a)所示为空间交织前的传输矩阵，其中的xti表示t时刻第i根天线所要发射的符号，经过空间交织后的传输矩阵如右侧的矩阵(b)所示；也就是矩阵(a)中的符号按照对角螺旋规律映射为矩阵(b)中的符号。
(22)对空间分层交织处理后的全部Q路正交分量做空间Q路交织处理：将Nt根发送天线上的空间分层交织后的数据看作Nt个符号块矢量，即{(I0，Q0)，(I1，Q1)，...，(INt，QNt)}，其中，(Ii，Qi)是第i根天线上发送的符号块矢量，Ii是该符号块矢量的实部，Qi是该符号块矢量的虚部，每个符号块矢量(Ii，Qi)中包含Ns个符号；此时保持每根发送天线上发送的符号块矢量的实部不变，只重新排列每个符号块矢量的虚部位置；设重排后的第k根天线上的符号块矢量为(Ik，Qk)，则该重排后的符号块矢量满足下述公式：Ik=Iik=iQk=Qik=(i+1)modNt.]]>
参见图4，介绍本发明实施例中，以发送天线数为4的Q路分量重排情况。重排前后的每根天线上的数据的I路信息分量、即其实部信息保持不变，而Q路信息分量、即其虚部信息做位置上的变动，这样达到空间交织的效果。
(23)重排以后，再对空间Q路交织后的每根天线上的I路和Q路符号块矢量分别进行块内的时间交织，也就是对每根发送天线上发送的数据，分别对其I路和Q路分量进行随机交织处理。
步骤3、发送端利用理想信道估计的信道值对时间交织处理后的符号块矢量进行预编码处理后，将其发送出去。该步骤3包括下述具体操作内容：
(31)假设步骤(2)时间交织处理后的全部Nt根发送天线上的符号块矢量为Z＝{Z1，Z2，...，ZNt}T，式中，Zi是每根发送天线上长度为Ns的符号块矢量，自然数i是发送天线序号，其取值范围是：[1，Nt]。
(32)假设理想信道估计情况下的已知衰落信道H，对该信道H做奇异值分解，得到H＝UΛVH，式中，Λ是Nr×Nt的非负对角矩阵，U和V分别是Nr×Nr和Nt×Nt的酉矩阵，所述酉矩阵是指满足矩阵本身与其共轭转置矩阵的乘积为单位矩阵的矩阵，即矩阵U与其共轭转置矩阵UH的乘积，以及矩阵V与其共轭转置矩阵VH的乘积都为单位矩阵，单位矩阵是指对角线上元素为1，其他元素为0的矩阵；再分别存储下述各个矩阵：U、UH、Λ、V和VH。
实施例中，以Nr＝4，Nt＝4为例，多径衰落信道H可分解为如下形式：H=h11h12h13h14h21h22h23h24h31h32h33h34h41h42h43h44=Uλ1λ2λ3λ4VH,]]>其中，矩阵U和V均是4×4的酉矩阵。
(33)将步骤(32)分解出来的V矩阵与符号块矢量Z相乘，得到经过预编码处理生成的、与符号块矢量Z的长度相同的符号块矢量X：X＝VZ，即X＝{X1，X2，...，XNt)T，式中，Xi是每根天线上经过预编码处理的符号块矢量。
步骤4、接收端利用步骤(3)的信道值对其接收到的数据进行预解码处理。
该步骤4包括下述具体操作内容：
(41)假设接收端的全部Nr根接收天线上接收到的符号块矢量为r＝{r1，r2，...，rNr}T，式中，ri是每根接收天线上接收到的符号块矢量，自然数i是接收天线序号，其取值范围是：[1，Nr]。
(42)将步骤(32)分解出来的U矩阵的共轭转置矩阵UH与接收到的符号块矢量r相乘，得到的积为经过预解码后的、与符号块矢量r的长度相同的符号块矢量y：y＝UHr，即y＝{y1，y2，...，yNr}T，式中，yi是每根接收天线上经过预解码后的符号块矢量。
步骤5、接收端先对全部Nr根接收天线上预解码后的符号块矢量顺序进行I路和Q路分量的时间解交织、空间Q路解交织和空间分层解交织处理，再对每根接收天线上的符号块矢量分别进行旋转解调和译码运算后，得到所需的比特信息。
该步骤5包括下述具体操作内容：
(51)接收端先对全部Nr根接收天线上预解码后的数据分别进行I路和Q路时间解交织，即按照步骤(23)的规则做逆向处理：对每根接收天线上的I路和Q路信号分别进行符号块内的随机解交织。
(52)对全部Q路正交分量做空间Q路解交织，即按照步骤(22)的规则做逆向处理：保持每根接收天线上符号块矢量的实部不变，只对每个符号块矢量的虚部位置进行重新排列：设重排前的第i根接收天线上的符号块矢量为(Ii，Qi)，则重排后的第k根接收天线上的符号块矢量(Ik，Qk)满足下述公式：Ik=Iik=iQk=Qik=(i-1)modNt]]>，式中，mod代表取余操作。
实施例中，先对每根接收天线上的I路和Q路信号都要做时间解交织，再保持每根接收天线上的I路信号不变，对Q路信号做反重排。
参见图4，介绍反重排过程，也就是Q路重排过程的逆向处理。反重排前的数据排列相当于图4重排后的数据排列，反重排后的数据排列相当于图4中重排前的数据排列.因此，反重排前后，在每根天线上的数据的I路分量信息即其实部信息保持不变，而Q路分量信息即其虚部信息做位置上的变动，这样实现了空间Q路解交织的效果。
(53)接收端对全部Nr根接收天线上完成解交织后的数据进行空间分层解交织，即按照步骤(21)的规则做逆向处理：假设空间分层解交织前的t时刻第i根天线上的Q路矢量符号为xti，空间分层解交织后的t时刻第k根天线上的空间分层解交织矢量符号为xtk，则有：xtk=xti,]]>k＝[(i-t)mod Nt]+1；式中，时刻t的取值范围是1，2...，Ns，mod代表取余操作。
参见图3，介绍本发明实施例中进行的空间对角解交织处理过程，就是步骤(21)空间对角交织处理的逆处理过程，即是将图3(b)所示的空间解交织前的传输矩阵还原为图3(a)所示的空间解交织后的传输矩阵.
(54)采用最大似然解调方式对每根接收天线上的符号块矢量进行旋转解调：以经过衰落信道后的旋转星座图为解调参考星座图，通过计算接收到的符号块矢量中的每个符号与其参考星座图中每个星座点的欧式距离，分别得到映射成为每个符号中的各个比特的对数似然比，用于译码。
参见图5，介绍使用旋转调制星座图以及经过衰落信道后形成的星座图及其解调的方式，图中每根接收天线上接收的I路和Q路的信号都分别受到衰落信道影响而产生不同的幅度畸变。设I路和Q路的衰落幅度系数分别为|λi|和|λj|，其中λi或λj分别是步骤(42)中矩阵Λ第i行或第j行对角线上的元素；其解调的方式是：先计算接收点到各个星座点的距离，即图中所示的d1～d4，再计算该符号对应的每位比特的对数似然比。以第一个比特为例，根据该星座图，四个星座点中第1位为0的比特组合为00和01，其对应的距离是d1和d4，第1位为1的比特组合为10和11，其对应的距离是d2和d3；从而得到该比特的对数似然比为：
logexp(-d122σ2)+exp(-d222σ2)exp(-d322σ2)+exp(-d422σ2).]]>
(55)将每根接收天线上的符号块矢量还原成为码长为N的比特信息，再根据编码方式选择相对应的译码方式将每根接收天线上的符号块矢量译码还原为K个比特的信息比特，全部流程结束。
实施例中，将每根接收天线上的数据块符号还原成码长为2304的比特信息；选择Log-MAP算法译码，当码率为8/9，还原出每根接收天线上长度分别为2048的信息比特，流程结束。
为了鉴定本发明方法的传输性能，申请人分别采用独立瑞利衰落信道的快衰和慢衰的两种模型对实施例构造出的MIMO系统中的旋转调制技术进行了仿真实施试验。下面的仿真系统参数表是用于试验和分析性能的实施例设置的各个参数情况。图中展示的是在码率为8/9，调制方式分别为QPSK时的误帧率(FER)和信噪比(Eb/No)之间的性能对比曲线关系(参见图6和图7所示)。
参数名称 数值 码长(K) 2048 码率 8/9 调制模式 QPSK 信道模型 独立瑞利衰落信道(慢衰和快衰) 译码方式 Turbo：Log-MAP最大迭代次数＝8
参见图6和图7，介绍仿真实施例的结果，从这两个图6和图7可以看出，当码率为8/9，每根天线上信息位码长等于2048时，MIMO系统环境下采用本发明旋转调制信号方法的传输性能远远好于BICM的FER性能。下表列出了当FER＝10-2时，采用本发明二维旋转与不采用旋转调制的BICM系统的误帧率比较，表中是码率为8/9时采用本发明旋转调制信号的方法所取得的增益，单位为dB。
旋转调制增益 QPSK 快衰信道 8.5 慢衰信道 15 Optimum Angle arctan(1/2)
总之，本发明的实施例的试验是成功的，实现了发明目的。