一种新型结构的功分器 【技术领域】
本发明涉及微波传输器件，更为具体地说，是涉及一种微波传输功率分配器。
背景技术
功率分配器(简称功分器)是将输入功率分成相等或不相等的几路功率输出的一种多端口微波器件。在微波毫米波等高频系统中，都需要将发射或接受功率按一定的比例分配到各单元，因此微波毫米波功分器在微波毫米波组件与系统中得到了大量的应用，而且也是一个关键的部件。功分器有多种实现形式，如各种3dB电桥耦合器、分支线电桥耦合器、环形电桥耦合器、威尔金森功分器等多种结构的功率分配器。功分器的功能构件是约束或引导电磁波能量定向传输的传输线，即导行系统，导行波即指能量的全部或绝大部分受传输线导体或介质的边界约束、在传输线有限截面内沿确定方向(一般为轴向)传输的电磁波，导行波的模式，又称为传输模、正规模，是指能够沿传输线统独立存在的场型，传输线中导模两相领同相位面之间的距离称为该导模的波导波长λg，是一与传输线结构密切相关的参数。
图1是现有技术威尔金森功分器的传输线结构，传输线的第一传输线段W接在合路端口，其特征阻抗为Z0，第二传输线段Y1和Y2接在分路端口，其特征阻抗都为Z0，传输线段X1和X2的长度为λg/4，其特征阻抗为一隔离电阻R接在传输线段X1、Y1的交点和X2、Y2的交点之间，阻值为2Z0，理想情况下，要求隔离电阻的尺寸极小，即电长度(电长度指以波导波长为单位计算的传输线长度)可忽略，并且是射频纯电阻，没有任何分布参数。但实际的威尔金森功分器传输线并非如此理想。其不足的地方是：(1)威尔金森功分器应用于大功率情况时，要求隔离电阻的耗散功率大，因此电阻的体积也较大。这种大功率射频电阻的价格较高，且需要手工安装在屏蔽结构件上，因此生产工艺复杂，且手工生产的产品质量难于控制；(2)威尔金森功分器应用于较高频段时，波长就会与隔离电阻的尺寸相比拟，则不能忽略隔离电阻处存在的分布参数，而分布参数在功分器仿真设计时很难预测，且对最终测试结果有很大影响。虽然现有技术中可以用薄膜电阻代替贴片电阻，在薄膜电阻处存在的分布参数较小，但存在薄膜电阻阻值计算偏差的问题且其制造成本较高。为了克服这一缺陷，已有人对现有威尔金森功率功分器改进，改进后的威尔金森功分器(申请号200410052275.6)虽然避免了使用隔离电阻，但是由于自身结构的限制，其只有在某频率点及该频率奇数倍频率处工作特性才好。
图2是另一种功分器传输线的结构示意图，传输线的功分是采用3dB耦合器来实现的，是一种一分二结构的功分器传输线。信号从输入端进入耦合器，当隔离端接有一个匹配电阻的情况下，信号分别从直通端和耦合端输出。图3是一种分支线电桥功分器传输线，其为图2所示功分器传输线的一种具体形式。其由两根平行传输线(一根由传输线段S1、T1、U1组成，另一个由S2、T2、U2组成)组成，通过分支线V1、V2实现耦合。
其中，传输线段S1、S2、U1和U2分别与输入端、隔离端、直通端和耦合端相连，它们各自的特性阻抗都为Z0；T1、T2长度都为λg/4，特性阻抗都为V1接在S1、T1的交点和S2、T2的交点之间，V2接在U1、T1的交点和U2、T2的交点之间，V1、V2长度都为λg/4，特性阻抗都为Z0。波长为λg的信号从输入端输入时，经S1→T1→U1→直通端，经S1→T1→V2→U2→耦合端，也可以经S1→V1→T2→U2→耦合端，从而输入信号从耦合端输出比从直通端输出多传输了路径V2(或T2)，即多传输了λg/4长的距离，因此从直通端输出的信号与从耦合端输出的信号间有90度相位差。信号经S1→T1→V2→T2→S2→隔离端和经S1→V1→S2→隔离端所经路径相差V2+T2，即λg/2，因此在隔离端出无输出，达到输入信号在此端口的隔离。由该结构的对称性知，该直通端和耦合端对于波导波长为λg的信号也有较好的隔离，因此，将分支线电桥作为功分器时，虽然其输入输出有较好驻波性能，且输出有较好的隔离，但是其有以下缺点：(1)所设计的一分二功分器实际只需三个端口，而其有四个端口，且隔离端要求匹配隔离电阻，如果隔离端不接隔离电阻(或者是与隔离电阻等效的导行系统)，则其他各端口不能实现良好的驻波性能；用波导实现该结构时，为了实现隔离端具有良好的匹配性，常在隔离端处设置吸波材料，这样必然增加分支线电桥的插入损耗；(2)从直通端输出的信号与从耦合端输出的信号间有约90度相位差，要实现输出同相位，必须在直通端加一个相应地移相器；(3)在理想情况下，输入端和隔离端才完全隔离，即在隔离端没有输出，因此对于实际的分支线电桥，其隔离端增加了其插入损耗。
【发明内容】
针对现有技术功分器传输线存在的不足，本发明的目的旨在提供一种新型结构的功分器，以克服威尔金森功分器由隔离电阻造成的寄生影响，以及分支线电桥功分器由直通端输出的信号与耦合端输出的信号间相位不一致的问题。
本发明的总体思路：在Y接头或T接头的输出主支路上设置分支线，使得各分支线间及各分支线与一分二接头间形成闭合环路，通过调整各分支线的长度，各分支线在输出主线上的位置，各分支线的阻抗大小以及相应输出主支路段的阻抗大小来实现功分器有较好的输出隔离和良好的输入输出匹配。
本发明公开的新型结构的功分器，其传输线包括一分二接头，接头的合路端口连接输入支路，接头的两分路端口分别连接两输出主支路，两输出主支路之间设计有不少于2条的连通两输出主支路的分支线，支线按从节点A至节点B11加从节点A至节点B12的路径与从节点B11至节点B12的路径差为(λj/2)*(2p+1)+(λj/2)*ζ设计，其他节点的支线按从节点Bk1至节点B(k-1)1加节点B(k-1)1至节点B(k-1)2再加节点B(k-1)2至节点Bk2的路径与从节点Bk1至节点Bk2的路径之差为(λi/2)*(2m+1)+(λi/2)*δ设计，其中，λj为工作带宽内的频率点fj对应的波导波长，p为小于30的自然数，-1＜ζ＜1；λi为工作带宽内的频率点fi对应的波导波长，m为小于30的自然数，k为大于等于1且小于等于分支线的条数，-1＜δ＜1。
为了取得更好的效果，在上述技术方案的基础上本发明还进一步采取了以下技术措施。
连通两输出主支路的分支线一般设计为2～10条。分支线的条数越多，功分器的的输出隔离和输入输出匹配效果更好，但制作调试也更为麻烦，因此分支线条数优先考虑采用2～10条。
从节点A至节点B11的路径长度等于从节点A至节点B12的路径长度。
两输出主支路为对称设计，也可为不对称设计。两输出主支路为对称设计时，功分器即为等分功分器，两输出主支路为不对称设计时，功分器即为不等分功分器。各有自己适用范围。
两输出主支路间的分支线长度小于功分器中心频率对应的波导波长。
所述传输线可以是微带传输线、波导传输线或带状传输线。
功分器传输线的整体结构，从输入端至两输出支路平行直端可设计为由矩形段、梯形段和矩形段构成，支线设计在与输出端连接的矩形段内，也可设计为由矩形段、阶梯梯形段和矩形段构成，支线设计在与输出端连接的矩形段内。
本发明的设计过程以图6所示的本发明功分器传输线结构示意图加以说明。传输线也称为导行系统，图中所示实线即为导行系统，即信号传输的路径。导行系统是指用以约束或引导电磁波能量定向传输的结构，其具体形式包括TEM或准TEM传输线及波导，其中TEM或准TEM传输线包括微带线、带状线和同轴线。图中的各段实线分别表示各段传输线，各段传输线的交界面分别由实线的交点示意，各交点用图中的字母表示。功分器传输线的总体结构包括一分二接头，一输入支路和两输出主支路，输出主支路一为：A→B11→B21→B31→……→B(k-1)1→Bk1……→B(n-1)1→Bn1→2，输出主支路二为：A→B12→B22→B32→……→B(k-1)2→Bk2……→B(n-1)2→Bn2→3，以及设置在输出主支路一和输出主支路二之间的n条分支线(Bk1Bk2)，其中，k为大于等于1小于等于分支线条数n。输出主支路一上各分段AB11，B11B21，B21B31，……，B(k-1)1Bk1，……，B(n-1)1Bn1对应的归一化特性阻抗分别为H11，H21，H31，……，H(k-1)1，Hk1，……，H(n-1)1，Hn1，各分段对应的长度分别表示为AB11，B11B21，B21B31，……，B(n-1)1Bn1，……，B(n-1)1Bn1；输出主支路二上各分段AB12，B12B22，B22B32，……，B(k-1)2Bk2，……，B(n-1)2Bn2对应的归一化特性阻抗分别为H12，H22，H32，……，H(k-1)2，Hk2，……，H(n-1)2，Hn2，各分段对应的长度分别表示为AB12，B12B22，B22B32，……，B(k-1)2Bk2，……，B(n-1)2Bn2；分支线B11B12，B21B22，B31B3……B(k-1)1B(k-1)2，Bk1Bk2，……B(n-1)1B(n-1)2，Bn1Bn2对应的归一化特性阻抗分别为G1，G2，G3，……，G(k-1)，Gk，……，G(n-1)，Gn，对应的长度分别表示为B11B12，B21B22，B31B32，……B(k-1)1B(k-1)2，Bk1Bk2，……B(n-1)1B(n-1)2，Bn1Bn2。
在图中，1表示所述功分器传输线的输入端，2、3分别表示所述功分器传输线的输出端一和输出端二，信号由输入端1输入后经过一分二接头4分为两路信号，经过两输出主支路输出。
两个输出端间的隔离实现如下：适当设置分支线B(k-1)1B(k-1)2，Bk1Bk2和输出主支路上分段B(k-1)1Bk1，B(k-1)2Bk2的长度和阻抗，当某频率为fi的信号(令fi对应的波导波长为λi)由输出端2输入时，有多条路径到达输出端3，当部分或者全部路径间的长度差为λi/2或者λi/2的奇数倍时，频率为fi的信号将在输出端口2和输出端口3间产生隔离。比如：①信号分别经路径Bk1→B(k-1)1→B(k-1)2→Bk2及路径Bk1→Bk2到达节点Bk2时，当Bk1B(k-1)1+B(k-1)1B(k-1)2+B(k-1)2Bk2-Bk1Bk2＝λi/2或者λi/2的奇数倍时，频率为fi的信号经过上述路径后在节点Bk2处相互抵消；②信号分别经路径Bk1→B(k-1)1→B(k-2)1→……→B(m+1)1→Bm1→Bm2→B(m+1)2→……→B(k-2)2→B(k-1)2→Bk2及路径Bk1→Bk2到达节点Bk2时，当Bk1B(k-1)1+B(k-1)1B(k-2)1+……+B(m+1)1Bm1+Bm1Bm2+Bm2B(m+1)2+……+B(k-2)2B(k-1)2+B(k-1)2Bk2-Bk1Bk2＝λi/2或者λi/2的奇数倍时(其中，m为小于k-1的正整数)，频率为fi的信号经过上述路径后在节点Bk2处相互抵消；③信号分别经路径Bk1→B(k-1)1→B(k-2)1→……→B21→B11→A→B12→B22→……→B(k-1)2→Bk2及路径Bk1→Bk2到达节点Bk2时，当Bk1B(k-1)1+B(k-1)1B(k-2)1+……+B21B11+B11A+AB12+B12B22+……+B(k-2)2B(k-1)2+B(k-1)2Bk2-Bk1Bk2＝λi/2或者λi/2的奇数倍时(其中，m为小于k-1的正整数)，频率为fi的信号经过上述路径后在节点Bk2处相互抵消；即频率为fi的信号在输出端口2与输出端口3间产生了隔离。调整各分支线[Bk1Bk2]在输出主支路上的位置，各分支线[Bk1Bk2]的阻抗[Gk]大小以及相应输出主支路段[B(k-1)1Bk1，B(k-1)2Bk2]的阻抗[Hk1，Hk2]大小可使多个频率点在两个输出口间隔离，并且同时实现该功分器输入输出的良好匹配。
具体设计思路：(1)参照将要设计的功分器的工作带宽，设计一个工作带宽与之相应的一分二接头(图4，图5所示)，对于该接头的输出回波损耗S22，S33及输出隔离度S32不做要求；(2)将一分二接头的两个输出主支路的间距设置为λ0/4(λ0为功分器中心频率f0对应的波导波长)，并在该两个输出主支路上设置分支线，分支线的条数n根据所设计的工作带宽而定，分支线设置的越多，则相应的带宽越宽或者带宽不增宽，但其输入输出匹配及输出口间隔离特性更好。各分支线如图6所示，分别记为B11B12，B21B22，B31B32，……B(k-1)1B(k-1)2，Bk1Bk2，……B(n-1)1B(n-1)2，Bn1Bn2，设置各分支线长度初值为λ0/4；(3)在工作带宽内取n个频率点(其包括通带边沿对应的频率点)，分别标记为f1，f2，f3，……，fk，……，fn，各频率点对应的波导波长为λ1，λ2，λ3，……，λk，……，λn。设置AB11等于λ1*3/8或者等于λ1*3/8加上λ1的整数倍，取B(k-1)2Bk2＝B(k-1)1Bk1，并将其值设置为λk/4或者为λk/4的奇数倍。为了设计的功分器尺寸较小，选取AB11＝λ1*3/8，B(k-1)2Bk2＝B(k-1)1Bk1＝λk/4；(4)按照分支线电桥中分支线的阻抗选取经验方法设置该功分器的分支线阻抗[Gk]及输出主支路上各段阻抗[Hk1，Hk2]的仿真初值；(5)按以上方法建立所述功分器的仿真模型，调整各分支线在输出主支路上的位置，各分支线的阻抗大小以及输出主支路上各段的阻抗大小，从而实现所述功分器较好的输出隔离和良好的输入输出匹配。最终模型中，AB11+AB12-B11B12＝(λj/2)*(2p+1)+(λj/2)*ζ，其中，λj为工作带宽内的某频率点fj对应的波导波长，p为小于30的自然数，-1＜ζ＜1；Bk1B(k-1)1+B(k-1)1B(k-1)2+B(k-1)2Bk2-Bk1Bk2＝(λi/2)*(2m+1)+(λi/2)*δ，其中，λi为工作带宽内的某频率点fi对应的波导波长，m为小于30的自然数，-1＜δ＜1。
本发明提供的功分器，由于其传输线的独特结构设计，即结构上设有一个输入，两个输出，两输出主支路之间设计有连通两输主支路的分支线，且两输出主支路之间不使用隔离电阻。本发明的特别结构设计，使得本发明的功分器在工作带宽内，其输入输出得到了很好的匹配，两个输出端间有很好的隔离，输入输出驻波性能以及两个输出端间的隔离性能都得到了很好的提高，达到提高了功分器仿真设计准确度和生产效率。本发明与威尔金森功分器相比，省去了体积大价格高的隔离电阻，消除了隔离电阻造成的寄生影响，降低了功分器体积和成本。本发明与现有技术中的分支线电桥功分器相比，结构上少了一个隔离端，由于结构的对称性，其两输出端间的相位一致性好，克服了分支线电桥功分器两输出端间由于各端口不能实现良好的驻波性能，为了实现隔离端具有良好的匹配性，需在隔离端处设置匹配电路或者与之相应的吸波材料，由此增加的分支线电桥的插入损耗，和由于其直通端和耦合端输出信号有约90度相位差，为了实现输出同相位须在直通端加一个相应的移相器等问题。
本发明由于避免了使用隔离电阻，提高了仿真设计准确度和生产效率，因此能有效的应用于MMIC，HMIC等的设计中。本发明既可设计成用于实现等功分的功分器，也可设计成用于实现不等功分的功分器。
【附图说明】
图1为现有技术的二路威尔金森功分器的示意图。
图2为现有技术的一种功分器的示意图。
图3为现有技术的一种分支线电桥功分器的示意图。
图4为T接头示意图。
图5为Y接头示意图。
图6为本发明功分器结构的示意图。
图7-1为本发明设计有两个分支线的等分功分器模型示意图。
图7-2为与图7-1对应的功分器的S11，S22，S21，S32曲线示意图。
图8-1为本发明设计有四个分支线的等分功分器模型示意图。
图8-2为与图8-1对应的功分器的S11，S22，S21，S32曲线示意图。
图9-1为本发明设计有六个分支线的等分功分器模型示意图。
图9-2为与图9-1对应的功分器的S11，S22，S21，S32曲线示意图。
图10-1为本发明设计有四个分支线的不等分功分器模型示意图。
图10-2为与图10-1对应的功分器的S11，S22，S33，S21，S31，S32曲线示意图。
上述附图中的各图示标号标识对象是：1-输入支路输入端；2-一输出支路的输出端；3-另一输出支路的输出端；传4-输线的一分二接头；5-输入支路矩形段；6-输入支路梯形段；7-为一输出支路设有输出端口垂直功分器轴线的一支路段；8-为另一输出支路设有输出端口垂直功分器轴线的一支路段。
具体实施例
由于本发明运用的基本原理与分支线电桥原理类似，因此带状线，波导，同轴线等等也能实现本发明结构，并应用于所述功分器的设计中。本领域内的普通技术人员都知道，以下所有具体实施例中的Y接头均可换成T接头，所采用的渐变线均可用多段四分之一波长阻抗变换器代替。可以在形式上和细节上对各实施例结构进行各种各样的改变，但其本质都是一样的，都应属于本发明的保护范围。
下面结合附图对本发明的实施例进行说明。
图7-1，图8-1，图9-1和图10-1分别为本发明四个实施例的示意图。所采用的传输线为微带线，虚线表示信号传输的路径，各段传输线的交界面分别由虚线的交点示意，各交点用图中的字母表示。
图中的功分器结构包括：一分二接头(图中，交点A所指的部分)，输出主支路一A→B11→B21→……→7，输出主支路二A→B12→B22→……→8，输出主支路一和输出主支路二间的分支线(B11B12，B21B22等等)。其中，第一传输线段5，其与合路端口连接，可称之为合路输入线，其特性阻抗为Z0(取为50欧姆)；第二传输线段7，8，其分别与两个分路端口连接，可称之为分路输出线，其特性阻抗为Z0(取为50欧姆)；渐变线6作为阻抗变换器，其一端与合路输入线11连接，另一端与一分二接头的输入端连接。
实施例1
其结构如附图7-1所示，为等分功分器，在两输出主支路间设计有两个分支线。图7-1为其模型图，图中虚线表示信号在该功分器中的传输路径。图7-2是该功分器模型的S11，S22，S21，S32曲线图。由曲线图可知：该功分器的中心频率为35GHz，其S32＜-25dB对应的带宽为2GHz，在该工作带宽内其S11＜-27dB，S22＜-19dB。
实施例2
其结构如附图8-1所示，为等分功分器，在两输出主支路间设计有四个分支线。图8-1为其模型图，图中虚线表示信号在该功分器中的传输路径。图8-2是该功分器模型的S11，S22，S21，S32曲线图。由曲线图可知：该功分器的中心频率为34.7GHz，其S32＜-25dB对应的带宽为4.6GHz，在该工作带宽内其S11＜-18.3dB，S22＜-21.6dB。
实施例3
其结构如附图9-1所示，为等分功分器，在两输出主支路间设计有6个分支线。图9-1为其模型图，图中虚线表示信号在该功分器中的传输路径。图9-2是该功分器模型的S11，S22，S21，S32曲线图。由曲线图可知：该功分器的中心频率为41GHz，其S32＜-20dB对应的带宽为8GHz，在该工作带宽内其S11＜-18.8dB，S22＜-17dB。
实施例4
其结构如附图10-1所示，为不等分功分器，在两输出主支路间设计有4个分支线。图10-1为其模型图，图中虚线表示信号在该功分器中的传输路径。图10-2是该功分器模型的S11，S22，S21，S32曲线图。由曲线图可知：该功分器的中心频率为35GHz，其S32＜-25dB对应的带宽为4GHz，在该工作带宽内其S11＜-19dB，S22＜-20.5dB，S33＜-18.5dB，S21约为-2.5dB，S31约为-4.5dB。