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射频传输系统的定向耦合方法及耦合器
    【技术领域】

    本发明涉及一种对射频传输中进行定向耦合的方法及其相应的耦合器。

    背景技术

    定向耦合器是微波传输中的一种重要器件，低耦合度的定向耦合器常用于功率检测及驻波保护应用。对于微带平面电路实现的射频部件，其中的定向耦合器最方便及廉价的实现方式是使用1/4波长微带平行耦合线。

    根据耦合传输线理论，平行耦合线支持两种TEM波模式：偶模和奇模。偶模和奇模的场结构不同，对非均匀的微带混合介质而言这意味着两种模的传播速度不相等，这导致微带平行耦合线实现的定向耦合器方向性不好，尤其是对低耦合度的情况。

    对于低射频应用，由于信号的波长很长，使用1/4波长微带平行耦合线因耦合区尺寸过大没有实用意义，因此目前只能使用远远短于1/4波长的微带平行耦合线。其一方面会导致带内耦合度随频率变化产生的波动增大，同时也因耦合口与隔离口距离减小降低了方向性，导致了微带平行耦合线的方向性恶化。

    【发明内容】

    针对上述情况，本发明将提供一种在射频传输系统中不基于奇、偶模工作原理的高方向性定向耦合方法及相应的耦合器，使该耦合器具有小尺寸、高方向性定向耦合的特点。

    本发明射频传输系统的定向耦合方法，是由主传输线沿信号传输方向在具有电长度为0°＜θ≤90°的间隔距离两端以相同方式分别对主传输线的总电压取样后得到取样电压，将此取样电压经跨接于该两取样点间电长度为θ+180°的相位延迟传输电路延迟后进行叠加得到对应的电压，该叠加后的对应电压分别与入射和反射电压成正比，从而可以使混合在主传输线总电压中的入射电压和反射电压由不同的相位移被分离，实现定向耦合功能。

    由于本发明上述定向耦合方法的工作原理不是基于奇、偶模的，因此可以避开射频系统中微带混合介质导致的方向性恶化问题。与微带平行耦合线不同，上述用于相位延迟的传输电路并不需要与主传输线有耦合，因此其实现方式就可以非常灵活。例如，除同样可以使用微带传输线外，对于低射频应用还可以使用同轴传输线或集中参数元件等效传输线(如由电感和电容构成的与传输线有相同电性能的PI型低通滤波器电路)等方式实现。同时，对上述主传输线总电压取样点的取样间距也可以远远小于1/4波长，从而有利于使能实现该功能的电路和/或相应的耦合器得以小型化。

    上述定向耦合方法中所说的以相同取样方式对主传输线上总电压进行取样，一般可以通过具有相同特性参数的电压取样结构单元实现，例如具有相同特性参数的电阻性元件、电感性元件或电容性元件等，其中以具有相同特性参数电容性元件最为理想。

    基于本发明上述定向耦合方法的同样的工作原理，可以很容易地实现能应用于射频传输系统的相应定向耦合器。

    由此可以理解，本发明的耦合方法和/或相应的耦合器是一种不以耦合传输线理论为基础的定向耦合方式，即是通过在主传输线上不同的两处位置进行总电压取样，取样电压再经过一段适当相位延迟的传输线延迟处理后进行叠加从而把混和在总电压中的入射电压和反射电压分离开以实现定向耦合器功能。因此能有效避免和解决了目前常规方式定向耦合方式存在的问题，取得的方向性不会随耦合度降低而恶化，因而结构简单，所占的电路面积可大大降低，非常有利于电路小型化，减小耦合器的尺寸和降低成本，非常适合需要低耦合度、高方向性的功率及驻波检测应用。

    以下通过由附图所示实施例的具体实施方式，对本发明的上述内容再作进一步的详细说明。但不应将此理解为本发明上述主题的范围仅限于以下的实例。在不脱离本发明上述技术思想情况下，根据本领域普通技术知识和惯用手段做出的各种替换或变更，均应包括在本发明的范围内。

    【附图说明】

    图1是基于本发明定向耦合方法的定向耦合器的工作原理示意图。

    图2是实现图1工作原理的一种采用集中参数元件的定向耦合器结构示意图。

    【具体实施方式】

    图1既是本发明定向耦合器的工作原理，也是本发明定向耦合方法的基本原理。该定向耦合器中有两个能以电长度为0°＜θ≤90°的间隔距离与主微带传输线1连接取样的两个电容性元件等形式的总电压取样结构单元3，4，得到取样电压V1，V2。该总电压取样结构单元3，4是两个完全相同的电容元件，且两者在工作频率的容抗远远大于主微带传输线1的特性阻抗。在该两电压取样结构单元3，4之间连接有具有电长度为θ+180°的相位延迟传输电路2。该相位延迟传输电路2可以同样为微带传输线、同轴传输线或集中参数元件等效传输线实现。为了降低等效传输线的反射，该相位延迟传输电路2可以如图2所示的方式，使用三节PI型低通等效传输线级联实现，每一级的相位延迟量为总相位延迟量(180°+θ)的1/3。上述的两取样电压经该相位延迟传输电路2延迟后进行叠加可得到对应的电压V3，V4。

    根据均匀传输线理论，当RFout端所接负载阻抗与主微带传输线1的特性阻抗不等时，主微带传输线1上任一点的电压均可表达为正向传输的入射电压V_inc和反向传输的反射电压V_ref的叠加。以取样电容(3)所在位置为参考点，对于弱耦合，取样电容3、4引起的电压幅度变化可以忽略，入射电压V_inc和反射电压V_ref沿主微带线只有相位的改变而没有幅度的变化，因此取样电容4所在位置的入射电压V_inc(2)与取样电容3所在位置的入射电压V_inc(1)间的关系为

    V_inc(2)＝V_inc(1)e^‑jθ

    同样以取样电容3所在位置为参考点，因为反射电压是沿取样电容4往取样电容3的方向传播，取样电容4所在位置的反射电压V_ref(2)与取样电容3所在位置的入射电压V_ref(1)间的关系为

    V_ref(2)＝V_ref(1)e^jθ

    总电压为入射电压与反射电压之和，于是取样电容3所在位置的总电压V₁和取样电容4所在位置的总电压V₂为

    V₁＝V_inc(1)+V_ref(1)

    V₂＝V_inc(2)+V_ref(2)＝V_inc(1)e^‑jθ+V_ref(1)e^jθ

    因取样电容3、4的值完全相同，因此通过这两个电容到延迟传输线2电压耦合因子k也相同，这样耦合到延迟传输线2两端的电压分别为

    V₃′＝kV₁＝kV_inc(1)+kV_ref(1)

    V₄′＝kV₂＝kV_inc(1)e^‑jθ+kV_ref(1)e^jθ

    该耦合电压分别经延迟传输线2相反方向延迟后在延迟传输线2两端的电压分别为

    V₃″＝V₄′e^‑j(180+θ)＝‑kV₂e^‑jθ＝‑kV_inc(1)e^‑j2θ‑kV_ref(1)

    V₄″＝V₃′e^‑j(180+θ)＝‑kV₁e^‑jθ＝‑kV_inc(1)e^‑jθ‑kV_ref(1)e^‑jθ

    延迟传输线2两端的总电压

    V₃＝V₃′+V₃″＝(1‑e^‑j2θ)kV_inc(1)

    V₄＝V₄′+V₄″＝(e^jθ‑e^‑jθ)kV_ref(1)＝(1‑e^‑j2θ)kV_ref(1)e^jθ

    由此可见，延迟传输线2两端的总电压分别与入射电压和反射电压成比例，因而实现了入射电压与反射电压的分离。

    根据传输线理论，反射系数与入射电压和反射电压之间的关系为

     $\mathrm{\Γ}=\frac{V_{\mathrm{ref}}}{V_{\mathrm{inc}}}$

    而反射系数与电压驻波比VSWR之间又有如下的关系

     $\mathrm{VSWR}=\frac{1+\left|\mathrm{\Γ}\right|}{1-\left|\mathrm{\Γ}\right|}$

    因此只要得到了入射电压和反射电压，就可以计算出对应的电压驻波比VSWR。

    由上述推导可以理解：与常用微带定向耦合器基于奇、偶模的工作原理不同，本发明是基于在主传输线上不同位置进行总电压取样，取样电压再经过一段适当相位延迟的传输线延迟处理后进行叠加，从而把入射电压和反射电压分离开以实现定向耦合器功能的，这也是本发明能够避免低耦合度时方向性恶化的原因所在。

    同时由推导的结果可见：电压取样点间的主微带传输线电长度影响分离出的入射与反射电压幅度，当电压取样点间的主微带传输线电长度为90°时入射与反射电压幅度最高；而当电压取样点间的主微带传输线电长度为0°或180°时入射与反射电压幅度为零。对于低射频应用，受空间限制两电压取样点间的主微带传输线电长度远远小于90°，对大功率应用来说分离出的电压幅度不成为问题，因为输入功率很高；定向耦合器的方向性也不随耦合的强弱而变化；同时消除了耦和微带线所占的大量电路面积，有利于电路的小型化。