包括利用硬件锁定的功率放大 器控制电路的无线电设备 发明领域
本发明涉及无线电通信领域，更具体而言，涉及功率放大器控制电路。
发明背景
在依据现有技术的蜂窝无线电话中，将功率放大器用于放大要从天线发送的发送信号。如图1中所示，功率放大器PA提供放大的发送信号到双工器23，供从天线21发送。该双工器将被放大的发送信号与从天线21接收到的提供给接收机25的接收信号分离。本领域的技术人员知道，利用图1的功率放大器，双工器，接收机，和天线进行无线电话的发送和接收。
更具体而言，功率放大器PA可以是一种耗尽型n沟道砷化镓FET功率放大器(GaAsPA)，利用正电池电压+VBAT和负偏置电压-VBIAS工作，其中负偏置电压-VBIAS小于电池地电压。而且，如果在将负偏置电压加到功率放大器以前，将正电池电压+VBAT加到功率放大器，功率放大器PA可能受到损伤或毁坏。因此，通过串联开关Q1将功率放大器与正电池电压隔离，该串联开关Q1可以是一个P-MOSFET开关，其中，P-MOSFET开关的源极连到正电池电压，P-MOSFET开关的栅极连到节点N2，P-MOSFET开关的漏极连到该功率放大器。
正如所示，P-MOSFET开关Q1可利用包括电阻R1,R2，和R3和开关Q2的控制电路激活。具体地，当系统控制器确定应该将正电池电压加到功率放大器时，系统控制器27在连到开关Q2的栅节点N1上产生逻辑高控制信号电压。当系统控制器输出处于高阻抗状态，例如在上电期间时，电阻R3将节点N1拉到地电位。开关Q2起着一个电平转换器的作用，将逻辑信号(例如0V和3.3V的低和高控制信号)转换为电池控制信号(0V和+VBAT的低和高控制信号)。
当将正控制信号电压加到节点N1时，开关Q2将节点N2连到地，使得P-MOSFET开关Q1的栅通过电阻R2接地。因而，P-MOSFET开关Q1的栅一源电压VGS设置为近似-VBAT，使P-MOSFET开关Q1接通。这样将正电池电压连到功率放大器(PA)，可作为从开关Q的漏到地的一个10欧姆负载来模拟。
另一种方案，当系统控制器的输出在逻辑低状态或者在高阻抗状态时，将开关Q2断开，使得P-MOSFET开关Q1栅极通过电阻R1和R2拉到正电池电压。因而该栅-源电压VGS为零，使P-MOSFET开关Q1断开，从而将功率放大器与正电池电压+VBAT隔离。
通常将系统控制器作为一种专用集成电路(ASIC)来实施，包括运行系统固体的微控制器，因而在节点N1上的控制信号是依据该系统固件产生的。具体地，将系统固件设计成使P-MOSFET开关Q1能够在发送以前，在负偏置电压-VBIAS已被施加到功率放大器以后能够工作。而且，在无线电话未发送时，负偏置电压-VBIAS也可在固件控制下切换以提供电源保护。
因此，功率放大器地非破坏性操作依靠系统固件的正确顺序和系统控制器的正确操作，以使得在将正电池电压加到功率放大器以前将负偏置电压加到功率放大器。然而，系统固件的不正确顺序(例如，由所谓的固件故障引起的)可导致功率放大器故障。由系统瞬变引起的系统控制器的恶化(作为ASIC实施)也可引起功率放大器的故障。
而且，当无线电话由具有较低电压的电池供电时，图1的控制电路的性能可被降低。具体地，P-MOSFET开关Q1的栅在0V(接通)和+VBAT(断开)之间切换。用0V施加到栅，栅一源电压VGS等于-VBAT，使得在“接通”期间VGS随着电池电压降低而降低。然而，P-MOSFET开关Q2的“导通”电阻随着电池电压的降低而增加。在图2中对于不同的栅-源电压VGS作为漏电流ID的函数示出了对于一个P-MOSFET开关典型的漏-源“导通”电阻RDS(on)。
如图2所示，当栅-源电压的幅度下降时，漏-源“导通”电阻RDS(on)大大增加。例如，在漏电流ID为-1A时，RDS(on)从当VGS为-4.5V时的大约1个归一化电阻单位增加到当VGS为-3.5V时的大约1.75个归一化电阻单位。例如，1个单位的归一化电阻可以是120Mohm，而1.75个单位的归一化电阻等于210Mohm。当在由较低电压电池供电的无线电话中使用时，开关可以较高“导通”电阻工作，当电池放电时，“导通”电阻将进一步增加。以使无线电话性能进一步降低。
开关“导通”电阻的增加对于通过功率放大器提供足够的漏电流以保持所希望的射频(RF)输出功率来说是增加了困难。开关“导通”电阻的增加也增加了在电池和PA漏极之间的功率损失，从而降低电池寿命并增加热量。而且，通常较低电压电池的使用需要较高漏电流ID以保持从功率放大器足够的RF输出功率，而电阻的增加趋向于降低PA漏电压，因此需要较高的漏电流以保持PA功率输出。例如，对于足够地将图1的开关Q1起动，以便从功率放大器获得足够的RF输出功率来说，3V电池可能是不够的。因此，利用较低电压电池可能难以维持适当的功率放大器性能。虽然带有较低“导通”电阻的MOSFET开关可以得到，但这些电阻较低的开关可能要增加无线电话的成本。
发明概述
因此，本发明的目的是提供具有改进性能的无线电设备。
本发明的另一个目的是提供用于无线电功率放大器的改进控制电路。
本发明的还一个目的是提供可以改进功率放大器可靠性的功率放大器控制电路。
通过包括功率放大器的无线电设备。依据本发明提供了这些和其他的目的，该无线电设备包括一个功率放大器，通过开关将功率放大器与正电池电压隔离，当负偏置电压加到功率放大器时，根据发送激活信号使开关激活。然而，当负偏置电压未联到功率放大器时，一种锁定电路阻止开关激活。当负偏置电压未连到功率放大器时，通过阻止开关激活，可减少功率放大器的损伤。另外，通过将负偏置电压连到控制栅也可激活开关。因此可以降低开关(可以是一种P-MOSFET开关)的“导通”电阻。
依据本发明的一个方面，一种无线电设备包括发射机和控制电路。该发射机发送无线电通信信号，该发射机包括功率放大器，产生放大的射频输出信号。另外，该功率放大器既利用正供电电压，如正电池电压，又利用负偏置电压来操作，其中负偏置电压小于供电的地电压，如电池地电压。在发送期间控制电路起动功率放大器，该控制电路包括在正电源电压和功率放大器之间串联的一个开关。当将负偏置电压连到功率放大器时，根据发送激活信号起动这个开关，当负偏置电压未连到功率放大器时，根据发送激活信号阻止开关激活。当负偏置电压未连到功率放大器时，通过阻止或锁定开关激活，可以减小功率放大器损伤或毁坏的风险。
该开关可包括一个控制栅，其中通过将相对于电源地电压的负电压，如负偏置电压，连到控制栅，根据发送激活信号激活开关，其中通过将正电源电压加到控制栅，使在发送激活信号不存在的情况下将开关去激活。因此，激活开关(可以是P-MOSFET)的“导通”电阻可被减小，从而改进功率放大器的性能，便于利用较低电压的电池，并降低了功率消耗。而且，该功率放大器可以是一种耗尽型砷化镓FET功率放大器。
该开关可包括一个控制栅，该控制电路可包括一个上拉电阻和第一与第二下拉晶体管。上拉电阻连接在控制栅和正电源电压之间，第一与第二下拉晶体管在控制栅和下拉节点之间串联。更具体而言，根据发送激活信号第一晶体管导通，当负偏置电压未连到功率放大器时，阻止第二下拉晶体管导通。并且，当负偏置电压连到功率放大器时，负偏置电压可连到下拉节点。
第二下拉晶体管可包括一个控制电极，电气上被连到电源地电压，使得当负偏置电压未被连到激活节点时，阻止第二下拉晶体管导通。也可将该下拉电阻连接在下拉节点和电源地电压之间，使得当负偏置电压未连到功率放大器时该下拉节点保持在电源地电压。
该控制电路也可包括一个检测电路和一个逻辑电路。当将负偏置电压连到功率放大器时，该检测电路产生一个负偏置电压信号，只有当负偏置电压信号和发送激活信号都存在时，该逻辑电路才激活该开关，从而当负偏置电压未连到功率放大器时，阻止开关激活。
通过在负偏置电压未连到功率放大器，阻止功率放大器和正电源电压之间的连接，本发明的电路和方法可降低损伤或毁坏发射机功率放大器的似然率。通过利用负偏置电压激活开关，也可降低在功率放大器和正电池电压之间开关的“导通”电阻。因此可获得改进的，利用较低电压电池的功率放大器性能。
附图简述
图1是一张简图，用于说明依据现有技术的一种无线电话的功率放大器控制电路。
图2是一张用于说明对于不同的栅源电压，图1的开关Q1的典型归一化“导通”电阻作为漏电流的函数的图形。
图3是用于说明依据本发明的一种无线电话的第一功率放大器控制电路的简图。
图4是用于说明当晶体管Q12导通时，对于图3的控制电路，被模型化的开关Q11栅电压作为负偏置电压的函数的一张图。
图5是用于说明当晶体管Q12被导通时，对于图3的控制电路，被模型化的开关Q11漏电流作为负偏置电压的函数的一张图。
图6是用于说明当发送激活信号被使能和负偏置电压被提供时，图3的控制电路的被模型化的瞬变操作(或时间域)的一张图。
图7是用于说明当发送激活信号被非使能和负偏置电压被提供时，图3的控制电路的被模型化的瞬变操作(或时间域)的一张图。
图8是用于说明当偏置电压未被提供时，图3的控制电路的被模型化的瞬变操作(或时间域)的一张图。
图9是一张简图，用作说明用于依据本发明的一种无线电话的第二功率放大器控制电路。
图10是当晶体管Q12被导通时，用于说明对于图9的控制电路，被模型化的开关Q11栅电压作为负偏置电压的函数的一张图。
图11是用于说明当晶体管Q12被导通时，对于图9的控制电路，被模型化的开关Q11漏电流作为负偏置电压函数的一张图。
图12是一张简图，用于说明用于依据本发明的一种无线电话的第三功率放大器控制电路。
详述
在此以后将参考示出本发明的一种最佳实施方案的附图，更完全地描述本发明。然而，本发明可用许多不同的形式实施，不应该被解释为限于在此提出的实施方案；相反，提供这种实施方案，使得本公开内容更透彻和完全，并将本发明的范围充分地提供给本领域的技术人员。
如在本发明的背景中所讨论的那样，如果当负偏置电压未连到功率放大器时，连接正电池电压+VBAT到此，可能损伤或毁坏耗尽型n沟道砷化镓FET功率放大器，因此，对于依据本发明的一种蜂窝无线电话的功率放大器控制电路可包括硬件锁定特性，以便当负偏置电压未连到功率放大器时，阻止正电池电压+VBAT连到功率放大器。另外，依据本发明的一种功率放大器控制电路可包括功率放大器和正电池电压+VBAT之间的隔离开关，其中开关被利用负偏置电压导通，从而降低开关的“导通”电阻。因此可降低开关上的压降和被开关消耗的功率，从而改进功率放大器的性能。
图3中示出包括依据本发明的一种功率放大器控制电路的第一无线电话。特别是，无线电话包括一个发射机，其中包括一个功率放大器PA，当无线电话发送时，产生被放大的射频发送信号。这些被放大的射频发送信号被提供给双工器43供从天线41发送。双工器43也从天线41提供射频接收信号到接收机45，同时分离发送和接收路径。功率放大器，双工器，接收机，和天线的操作将为本领域的技术人员所理解，因此将不作进一步的讨论。
如所示，功率放大器被通过开关Q11连到正电池电压+VBAT，开关Q11可以是一种P-MOSFET，例如由国家半导体公司生产的NDS356P，开关Q11最好作为一个分离的晶体管来实施以便于散热。功率放大器也与小于无线电话电池的地电压的负偏置相连。如上讨论过的那样，当负电压偏置未被施加到功率放大器时，开关Q11将功率放大器与正电池电压+VBAT隔离，从而降低功率放大器将被损伤或毁坏的似然率。
另外，系统控制器47，可包括一个专用集成电路(ASIC)，一个标准处理器，离散逻辑，或其组合，依据系统固件和/或软件控制无线电话。更具体而言，系统控制器47产生有效高发送激活信号以便在发送操作期间触发开关Q11导通。然而，包括晶体管Q13和Q14的锁定电路，当负偏置电压未被连到功率放大器时，阻止开关Q11导通，以对发送激活信号作出响应。当负偏置电压未被连到功率放大器时，作为固件和/或软件故障或由于瞬变引起的误动作的结果，开关Q11被导通的似然率可被降低，从而降低功率放大器将被损伤或毁坏的似然率。
具体地，反相器49(如74HCO4反相器)和晶体管Q12可被用于将系统控制器47缓存，并将发送激活信号电平从0V到+VLOGIC(3.3V)信号电平移动-VBIAS到VLOGIC信号电平。晶体管Q12可以是由Rohm生产的UMB3N，电阻R4(0.1ohm)和电容C1(.1pF)被用于模拟在反相器49和电阻R5之间的线路的阻抗特性，电阻R5(2.2kohm)限制进入晶体管Q12的基极的电流。正如本领域的技术人员将理解的那样，反相器49，电阻R5，和晶体管Q12可分立地实施，或作为系统控制器的部分，或它们的组合。因此，晶体管Q12的输出是由系统控制器47产生的发送激活信号的等效物被推移后的电平，晶体管Q12的输出被提供给晶体管Q14。
p-MOSFET开关Q11的栅被通过上拉电阻R6(33Kohm)连到正电池电压+VBAT，栅被通过下拉晶体管Q13和Q14连到下拉节点NPD。而且，下拉节点NPD被通过比较高的电阻的下拉电阻R7(10Mohm)连到电池地电压，并通过比较低的电阻的下拉电阻R8(20ohm)连到功率放大器的负偏置电压输入。而且，如果负偏置电压被施加到功率放大器的负偏置电压输入，则下拉节点(NPD)将下拉到负偏置电压。
如果下拉电阻的任一个或两者被断开，p-MOSFET开关Q11的栅被上拉到正电池电压+VBAT，以致开关Q11被断开。如果两个下拉电阻Q13和Q14被接通，则开关Q11的栅将只连到下拉节点。如所示，如果发送激活信号被推移的电平由晶体管Q12产生并被施加到晶体管Q14的基极，则晶体管Q14将导通。因为下拉晶体管Q13的基极被连到电池地电压，如果晶体管Q14被导通和负偏置电压被连到功率放大器，则晶体管Q13将只是导通，以致下拉节点NPD被拉到负偏置电压。如果晶体管Q14被导通，但负偏置电压未被施加到功率放大器输入，则下拉节点将被连到电池地电压，使得晶体管Q13的基极电压等于晶体管Q13的发射极电压。晶体管Q13将不导通。因此，当负偏置电压未被施加到功率放大器，即使发送激活信号已被产生，开关Q11的栅将仍然上拉到正电池电压+VBAT，使得功率放大器将与正电池电压+VBAT隔离。因而，损伤或毁坏功率放大器的似然率可降低。对于本公开材料的目的，连到开关Q11的栅的正电池电压被规定包括的正电池电压+VBAT小于在电阻R6上的任何电压损耗或它们之间的任何其他成分。
因而当负偏置电压(可以近似-4V)被施加到功率放大器时，开关Q11被导通，系统控制器产生发送使能信号。特别是，反相器49产生逻辑低信号，对发送使能信号作出响应，从而将晶体管Q12饱和。因为晶体管Q14的基极被通过电阻R12和被饱和的晶体管Q12连到正逻辑电压，从而晶体管Q14被饱和。因此，晶体管Q14的集电极电压(与晶体管Q13的发射极电压相同)在饱和期间将近似0-200mV(Q13VCESAT)，大于下拉节点NPD的电压(当负偏置电压被施加到功率放大器时的负偏置电压)。
因为晶体管Q13的发射极被下拉到近似负偏置电压，晶体管Q13的基极被连到电池地电压，在电阻R10和晶体管的基极发射极结上产生正电压(近似等于偏置电压)，从而使晶体管Q13饱和。因而晶体管Q13的集电极电压被下拉到近似0-400mV，高于负偏置电压(Q13VCESAT+Q14VCESAT)。因为开关Q11的控制栅被连到晶体管Q13的集电极，开关Q11的控制栅电压被下拉到近似负偏置电压，从而接通开关Q11并提供正电池电压+VBAT到功率放大器PA。因而开关Q11的栅驱动特性要比现有技术有改进，因为栅到源的电压幅度从-VBAT(在图1的现有技术电路中0-VBAT)增加到-VBAT-3.5V(依据本发明，在图3的电路中Q13VCESAT+Q14VCESAT-VBAT)。换句话说，栅被下拉到负偏置电压，小于晶体管Q13和Q14的集电极到发射极的饱和电压。对于本公开内容的目的，施加到开关Q11的栅的负偏置电压被规定为包括负偏置电压VBIAS，小于在晶体管Q13和Q14，电阻R8，或任何其他在它们之间的部件上的任何电压损耗。
总之，晶体管Q13和Q14执行逻辑AND的功能，以致在开关Q11被导通以前，发送激活信号必须被产生，负偏置电压-VBIAS必须被连到功率放大器。另外，对于开关Q11的栅驱动信号被改进，从而降低开关Q11的“导通”电阻。因此，当利用较低电压的电池时，本发明的控制电路可提供改进的性能。
如上所讨论的那样，系统控制器47可以作为一个或多个专用集成电路，标准处理器，其他的集成和/或离散的电路，或它们的组合来实施。包括反相器49，电阻R5，和晶体管Q12的电平推移电路可作为系统处理器或其他集成电路的一个部分分立地实施，或者某些部分可被分立地实现，而其他的部分可作为系统处理器或其他集成电路的部件来实施。而且，晶体管Q13和Q14以及电阻R8也可分立地实施或作为一个或多个ASIC或标准处理器或其他集成电路的一个部分来实施。特别是，利用由Rohm生产的UMH10N集成电路可有效地提供晶体管Q13和Q14。这种集成电路有效地提供两个晶体管Q13和Q14以及电阻R10(2.2kohm),R11(47kohm),R12(2.2kohm)，和R13(47kohm)。
图4-8是用作说明图3的控制电路被模拟的操作的图形。特别是，当晶体管Q12被导通(即，通过3V的系统控制器提供发送激活信号)，正电池电压+VBAT等于4.5V和逻辑电压等于3.3V时，图4示出开关Q11的栅电压作为负偏置电压-VBIAS的函数。如所示，对于负偏置电压大于-0.5V的情况，开关Q11被完全非使能。
图5示出当晶体管Q12被导通(也就是由系统控制器在3V提供发送激活信号)，正电池电压+VBAT等于4.5V和逻辑电压等于3.3V时，晶体管Q13的集电极电流作为负偏置电压-VBIAS的函数。如所示，负偏置电压大于-0.5V时晶体管Q13的集电极电流为0。因此，负偏置电压大于-0.5V时，控制电流被非使能(或被锁定)。
图6示出当发送激活信号被使能，从0V到3V，负偏置电压-VBIAS为-4.0V被提供给功率放大器PA时，图3的控制电流被模拟的瞬变操作。如所示，开关Q11的栅从正电池电压+VBAT降到近似负偏置电压-VBIAS，开关Q11的漏电压从0V增加到近似正电池电压+VBAT，以致近似正电池电压+VBAT被提供给功率放大器PA。
图7示出当发送激活信号被非使能从3V到0.5V和负偏置电压-VBIAS为-4.0被连到功率放大器PA时，图3的控制电路被模拟的操作。如所示，开关Q11的栅从近似负偏置电压-VBIAS上升到近似正电池电压+VBAT，开关Q11的漏电压从近似正电池电压+VBAT降到近似电池地电压。
图8示出当负偏置电压-VBIAS为-4.0V未被连到功率放大器时，图3的控制电路被模拟的操作，使得下拉节点NPD被拉到电池地电压0V。如所示，系统控制器输出瞬变从0.5V到3.0V并返回到0.5V。对此作出响应，晶体管Q12的集电极瞬变从0V到3.3V并返回到0V，然而，晶体管Q13的发射极仍然在0V，以致开关Q11的栅仍然被上拉到近似正电池电压+VBAT。因此，开关Q11仍然被断开，以致功率放大器PA与正电池电压+VBAT隔离。
一种依据本发明的第二功率放大器控制电路示于图9中。控制电路与加上晶体管Q21和电阻R15(2.2kohm)的图3中所示的电路相同。特别是，晶体管Q21和电阻R15被安排成提供电池地电压和包括电阻R10和R11的电压分压器之间的二极管操作，正如将参考图10和11要讨论的那样，二极管有效地降低为接通晶体管Q13，在下拉节点NPD上所需的电压。
如图10中所示，当发送激活信号被提供，以致在图9的电路中系统控制器输出等于3.0V，晶体管Q12被饱和时，对于在节点NPD上电压大于-1.0V，在开关Q11栅上的电压近似等于正电池电压+VBAT。因此，对于负偏置电压大于近似-1.0V，开关Q11将被非使能。如图4中所示，这与图3的电路的-0.5V阈值相比较。因而通过增加图9的二极管可增加阈值。而且，晶体管Q21，电阻R15，晶体管Q12，和电阻R5可被提供在一个公共的集成电路设备中，如由Rohm生产的UMB3N，以致部件数未增加。图11示出当在关于图10提出的条件下，节点NPD上的电压大于-1.0V时，开关Q11的漏电流近似为0。
图12示出一种依据本发明包括第三功率放大器控制电路的无线电话。无线电话包括系统控制器47，开关Q11，功率放大器PA，天线41，双工器43，和接收机45，如以上所讨论的那样。然而，在此电路中，一对运算放大器61和63被用于检测负偏置电压-VBIAS的存在，以便在负偏置电压-VBIAS不存在时，阻止开关Q11导通。使用运算放大器61也提供开关Q11的栅在正电池电压+VBAT和负偏置电压-VBIAS之间切换。
具体地，运算放大器63将负偏置电压-VBIAS上的电压与第一参考电压Ref1作比较，以确定是否负偏置电压-VBIAS被连到功率放大器PA。参考电压Ref1可利用电压分压器或本领域的技术人员已知的其他装置来提供，参考电压Ref1最好具有电池地电压和负参考电压之间的值。因而当小于参考电压Ref1的负偏置电压-VBIAS被连到功率放大器PA时，运算放大器63产生使能信号。另一种方案是，当大于参考电压Ref1的负偏置电压-VBIAS被连到功率放大器PA时，运算放大器63产生非使能信号。
将一种逻辑电路65用于将系统控制器输出与运算放大器63的输出组合，以致来自运算放大器63的使能信号和来自系统控制器47的发送激活信号都被需要以便导通开关Q11。例如，逻辑电路47可包括AND门和/或其他逻辑门，例如NAND,OR,NOR,XOR,XNOR，反相器，和/或它们的组合。当负偏置电压-VBIAS小于参考电阻Ref1时，逻辑电路产生门使能信号使开关Q11导通，如果发送激活信号未被提供，或者如果足够的负偏置电压-VBIAS未被提供，则逻辑电路产生门使能信号。
运算放大器61将逻辑电路65与参考电压Ref2作比较，当门使能信号被产生时，产生近似负偏置电压-VBIAS的门导通电压，当门非使能信号被产生时，产生近似正电池电压+VBAT的门截止电压。参考电压Ref2可通过电压分压器或本领域的技术人员已知的其他装置来提供，参考电压Ref2最好被选取在门使能和非使能信号电压之间。事实上，运算放大器61通过利用正电池电压+VBAT和负偏置电压-VBIAS供给正和负功率输入，将逻辑电路输出信号转换为从正电池电压+VBAT到负偏置电压-VBIAS范围内的信号。因而开关Q11的“导通”电阻可被降低，因为栅源电压在导通期间近似等于正电池电压+VBAT和负偏置电压-VBIAS之间的差，与正电池电压+VBAT和电池地电压之间的差相对照。
系统控制器47，如上讨论过的那样，可用一个或多个ASIC，标准处理器，集成电路，分立电路，或它们的组合来实现，开关Q11可作为一个分立设备来实现，以便于散热。而且，运算放大器61和63和逻辑电路65可作为一个或多个ASIC，集成电路，分立电路或它们的组合来实现，与系统控制器分离或与系统控制器组合。
在附图和说明书中，已经公开了一种本发明的最佳实施方案，虽然采用专门的术语，这些术语只是在一般的和描述性的意义上的使用，并不是为限制的目的，本发明的范围在以下的权利要求中提出。