混合PWM和PFM的电流限制控制 【相关申请的交叉引用】
本申请要求对通过引用整体结合于此的、于2007年8月28日提交的第60/968,539号美国临时申请的优先权。
【技术领域】
本发明主要地涉及电源控制器并且更具体地涉及使用脉冲宽度调制(PWM)和脉冲频率调制(PFM)两者的用于电源的混合控制器。
背景技术
常规电源控制器使用金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)晶体管作为开关，例如通过引用整体结合于此的美国专利6,972,969、于2007年5月7日提交的美国专利申请11/745,299和于2006年11月9日提交的美国专利申请11/558,326。
然而，当使用双极结晶体管(BJT)切换器件而不是MOSFET切换器件时以及当脉冲宽度调制(PWM)切换频率相对高(比如65千赫(kHz)和以上)时不能直接使用常规系统中使用的输出电流限制控制技术。如果PWM控制用于具有固定PWM切换时段的宽范围的恒定电流(CC)模式以便维持恒定输出电流，则当输出电压减少(例如从5伏特(V)到1V)时开关的接通时间(Ton)相应减少。因而当输出电压低时，Ton时间可能变得很小。对于通常具有短暂的导通和截止时间的功率MOSFET，这通常不成问题。然而当使用BJT时，很窄的Ton时间可能引起控制问题并且降低CC电流限制的控制精确性，因为BJT通常具有可能随着线路电压和负载而动态改变的长得多的导通和截止时间。另外由于导通时间更长，这有效地变成最小Ton时间。这一最小Ton时间要求也影响数字控制分辨率要求。
另一常规CC控制技术是通过使用恒定电流(CC)脉冲频率调制(PFM)控制来实现的。通过将PFM用于CC控制，Ton时间基本上是固定的，并且在输出电压减少时切换时段逐渐增加。在这一CCPFM控制技术中，仍然可以恒定地控制输出电流而不引起具有很窄(短暂)的Ton时间的问题。然而，常规恒定电流PFM控制的一个问题在于：当仍然有大量的能量从变压器初级侧转换到次级侧时，切换频率可以减少至如下水平，该水平造成可能为人类所听到的声音，比如当输出电压在1V以上时恒定电流电压约为1安培(A)，切换频率在约30kHz以下。这一种声学噪声在一些应用如充电器中不可接受，并且它在变压器制造期间需要特殊工艺以消除噪声，这增加了成本和复杂度。
【发明内容】
本发明是一种使用脉冲宽度调制(PWM)和脉冲频率调制(PFM)控制两者的混合恒定电流控制系统。当从恒定电压模式向恒定电流模式转变时，本发明可以继续使用PWM进行控制。随后当电压已经下降时，本发明向PFM模式平稳地转变。转变点是基于切换频率和额定操作电压的。
本发明避免了很短(窄)的Ton时间，这保证借助双极结晶体管(BJT)器件的精确恒定电流(CC)控制。本发明也避免了声学噪声，因为切换频率维持于足够高的水平从而即使在经过变压器转换的能量仍然很大而输出电压不是太低时仍可避免这样的声学噪声(例如当输出电压在1伏特以上时切换频率为30kHz)。此外，输出电流限制对电感与输入电压之比(Lm/Vin)的变化不敏感并且被最小化以防泄漏电感。
说明书中描述的特征和优点并非囊括全部，并且具体而言，本领域普通技术人员根据附图、说明书和权利要求将清楚许多附加特征和优点。另外，应当注意说明书中所用言语已经主要出于可读和指导目的而加以选择并且可能未被选择用来界定或者限制发明主题。
【附图说明】
图1是本发明的一个实施例操作于其中的电路的图示。
图2是示出了本发明的一个实施例如何操作的电压-电流曲线图的图示。
图3是示出了本发明的一个实施例如何操作的峰值电压对输出电压的曲线图的图示。
【具体实施方式】
现在参照附图来描述本发明的优选实施例，附图中相同参考标号表示相同或者功能相似的要素。另外在附图中，各参考标号的最左侧数字对应于首次使用该参考标号的附图。
说明书中对“一个实施例”或者“实施例”的引用意味着结合该实施例描述的具体特征、结构或者特性包含于本发明的至少一个实施例中。短语“在一个实施例中”在说明书中各处的出现未必都指代相同实施例。
按照对计算机存储器内的数据比特的操作的算法和符号表示来呈现下文具体描述的一些部分。这些算法描述和表示是数据处理领域技术人员用来将他们的工作实质最有效地传达给本领域其它技术人员的手段。算法在这里一般理解为实现所需结果的自一致步骤(指令)序列。这些步骤是需要对物理量进行物理操控的步骤。尽管未必如此，但是这些量通常采用能够被存储、转换、组合、比较和以别的方式来操控的电、磁或者光学信号的形式。主要地出于共用考虑而将这些信号称为比特、值、要素、符号、字符、项、数字等有时是便利地。另外，将需要对物理量进行物理操控的步骤的某些安排称为模块或者代码设备而不失一般性有时也是便利的。
然而，所有这些和相似术语将与适当物理量关联并且仅为应用于这些量的便利标记。除非如根据下文讨论所知另有具体指明，理解到在说明书全文中利用诸如“处理”或者“计算”或者“运算”或者“确定”或者“显示”或者“确定”等术语的讨论指代计算机系统或者相似电子计算设备的如下动作和处理，该动作和处理操控和变换在计算机系统存储器或者寄存器或者其它这样的信息存储、传输或者显示设备内表示为物理(电子)量的数据。
此外，说明书中所用语言已经主要地出于可读和指导目的而加以选择并且可能未被选择用来限定或者限制发明主题。因而，本发明的公开旨在于举例说明而不是限制本发明的范围。
图1-图3图示了根据本发明一个实施例的混合恒定电流脉冲宽度调制、脉冲频率调制(CC PWM/PFM)控制方法的概念。图1是本发明的一个实施例操作于其中的电路的图示。图2是示出了本发明的一个实施例如何操作的电压-电流曲线图的图示。图3是示出了本发明的一个实施例如何操作的峰值电压对输出电压的曲线图的图示。
在图2中所示输出电压-电流(VI)曲线中，点A是恒定电压(CV)向恒定电流(CC)的转变点。在点A处，输出电压Vo等于调节的电压Vo_max(比如5V)，输出电流达到输出电流限制Io_max(比如1安培(A))，而切换频率等于PWM频率(比如65kHz)。设想可以使用其它PWM频率。在本发明的一个实施例中，沿着恒定电流(CC)曲线(在图2和图3中的点A与C之间)，当输出电压(Vo)在点A向点B之间减少时，功率转换器在脉冲宽度调制恒定电流(PWM CC)模式中操作，该模式使切换频率维持与PWM频率(比如65kHz)相同的频率，而输出电流Io维持于CC限制(比如1A)。此外，变压器重置时间(Trst)增加，而初级峰值电流(Ipri_pk)减少。变压器重置时间Trst是用于变压器的次级绕组的重置时间。也就是说，重置时间是次级侧上的电流脉冲的持续时间，例如用于次级绕组的磁场灭失(collapse)的时间。如下文更具体描述的那样，变压器重置时间Trst借助辅助变压器绕组Na来实时测量。在一个实施例中，Trst传感器103例如使用数字计数器以测量Trst的值，并且这一测量值在后续循环期间用来运算切换时段(Tp)和比较器阈值(Vipeak_set)。这是通过改变比较器阈值Vipeak_set来实现的，其是经由如图1中所示的数字到模拟转换器DAC 104、Trst传感器103和Vipeak运算器102动态控制的。下文阐述关于Vipeak_set的附加细节。
在点B处，操作模式从脉冲宽度调制恒定电流模式(PWM CC)向脉冲频率调制恒定电流模式(PFM CC)转变。通过检测重置时间的值(Trst)并且使用Trst增加至某一定义值(Trst_x)的标准来实现这一转变以便维持恒定电流。在图2中，点B标记为B(？V，Io_max，Fsw)，其中问号“？”代表在点B处该转变标准主要基于Trst。例如，如果Trst＞Trst_x则系统向PFM CC控制移动，而如果Trst＜Trst_x则PWM CC控制继续。因而，在这一点的输出电压Vo未被预先定义并且可以随着不同变压器设计(比如电感(Lm)和初级与次级绕组匝数之比)而改变。例如，可以使用方程(1a-1c)来描述电源操作。
VinTon·ηx＝Nps·Vo·Trst (1a)
Po=12(VinTon)2Lm·Fsw·ηs---(1b)]]>
Po＝Vo·Io (1c)
其中，ηx是通常约为85％至90％的变压器转换效率，ηs是通常约为70％的电源效率，Po是输出功率，而Fsw是切换频率。求解方程1a-1c如方程(1d)中所示确定Vo。
Vo=2·Lm·ηx2·IoNps2·Trst2·ηs·Fsw---(1d)]]>
在PWM_CC至PFM_CC的转变点处，Trst和Fsw已知为Trst＝Trst_x，Fsw＝Fsw_PWM(比如65kHz)。此外还控制输出电流(Io)，例如Io＝1A。因此，Vo_x受Lm和N影响。
从图2中的点B至点C，功率转换器在PFM CC模式中，其中切换频率减少，初级峰值电流Ipri_pk和输出电流保持恒定，而输出电压Vo减少。这是通过如方程(2)中所示基于重置时间增加切换时段(Tp)来实现的。
Tp＝Kp*Trst (2)
其中Kp是常数，而Vipeak_set固定为常数(见下文附加细节)。以比如当在点C(在本例中约为1V的输出)处时切换频率仍然高于30kHz这样的方式设计该控制。在方程(3)中示出了初级峰值电流Ipri_pk的值。
Ipri_pk＝(2*Io*Tp)/Nps*Trst)(3)
其中Nps等于初级绕组匝数与次级绕组匝数之比。
在图1中示出其一个实施例的系统架构中，电路是具有如下变压器的回授功率转换器，该变压器具有至少三个绕组：初级绕组Np、次级绕组Ns和辅助绕组Na，其中Q(115)是BJT切换器件。有与Q(115)串联的电流感测电阻器Rss，并且Rss感测管脚提供与用来估计输出电流Io的初级峰值电流Ipri_pk有关的信息。变压器重置时间Trst借助辅助变压器绕组Na和Trst传感器来实时测量。例如，Trst传感器103可以是用来对次级侧上的电流脉冲的持续时间(例如用于次级绕组的磁场灭失的时间)进行计数的计数器。在上文引用的美国专利申请11/558,326中描述了这样的计数器的例子。运算器102中的数字逻辑通过基于方程(4)运算Vipeak_set_d来基于切换时段Tp和变压器重置时间Trst动态地改变Vipeak_set。
Vipeak_set_d＝Kc*Tp/Trst (4)
其中Kc是常数并且等于方程(5)中给出的值。
Kc＝(2*Io_cc_k*Rss_k)/(Nsp_k) (5)
其中根据一个例子，Io_cc_k等于1A，Rss_k等于2.78欧姆，而Nsp_k等于14.5。例如如果不同电路或者不同值(例如恒定电流)被使用则这些值可以不同。将清楚如果这些值中的任何值不同于上述例子则常数Kc的值也将不同。
DAC将数字Vipeak_set_d转换成模拟信号Vipeak_set以适于作为Isense比较器116的阈值。一旦在Rss感测电阻器两端的电压降达到阈值，则开关关断。
在PWM与PFM之间的转变随着各循环而依赖于Trst值。如果Trst＞Trst_x，则使用脉冲频率调制(PFM)来实现控制。如果Trst＜Trst_x，则使用脉冲宽度调制(PWM)来实现控制。使用PWM和PFM的典型操作是已知的。
例如，CC(恒定电流)模式控制是为了维持输出电流Io恒定。从基本电源操作的观点来看，Io(是次级电流Isec在切换循环内的平均值)由方程(6)确定。
Io=12Isec_pk·TrstTP---(6)]]>
其中Isec_pk是次级电流的峰值，而次级电流如图1中所示在Trst内以三角形方式减少至零。为了维持Io恒定，有至少两个选项。第一选项是为了保持Isec_pk恒定并且保持Trst/Tp之比恒定——这是PFM控制，该控制基于测量的Trst来改变Tp而通过按照方程(7)设置Vipeak_d_set来保持Vipeak_d_set恒定。
Vipeak_d_set=Kc·TPTrst---(7)]]>
另一选项是保持Tp恒定并且保持Isec_pk*Trst的乘积恒定——这是PWM控制，该控制保持用于PWM控制的恒定时段并且按照方程(8)来设置(Isec_pk*Trst)。
Isec_pk·Trst=Vipeak_setRss·Nps·ηx·Trst∝Kc·TPTrst·1Rss·Nps·ηx·Trst=Kc·TP·Nps·ηxRss---(8)]]>
尽管这里已经图示和描述了本发明的具体实施例和应用，但是将理解本发明不限于这里公开的精确构造和部件并且可以在本发明的方法和装置的布置、操作和细节中进行各种修改、改变和变化而不脱离本发明的精神实质和范围。