dBm线性的高频功率检测器及高频电振荡功率调节方法 【技术领域】
本发明涉及一种dBm(毫瓦分贝)线性的高频(HF)功率检测器，它具有用于将一个HF(高频)电振荡耦合到一个电路部分中的耦合装置，该电路部分具有至少一个第一二极管并在一个节点上提供一个信号，该信号具有与高频电振荡功率相关的直流分量。
本发明还涉及在使用这种高频功率检测器的情况下调节高频电振荡功率的方法。
背景技术
由US 6,265,939 B1公开了这种高频功率检测器及这种方法。
在功率调节时检测功率及将其作为功率调节回路的输入信号。在这种调节的范围中合乎愿望的是：输入信号与以dBm为单位检测的功率成线性变化。
一种无量纲的、以dBm为单位的功率说明是公知的，dBm被定义为以1mW(毫瓦)的参考功率归一化地、以mW为单位的功率的10为底数的对数的10倍。由此一个譬如20mW的功率可通过13dBm的值说明。
因此一种dBm线性的高频功率检测器应理解为这样的检测器，即它的输出信号相对以dBm为标度的HF振荡(高频振荡)功率线性地变化。
由US 6,265,939 B1公开的高频功率检测器具有一个整流二极管D1。该二极管输出一个直流电压，该直流电压与通过一个电容器耦合输入的高频电压相关。根据US 6,265,939，在低功率时该直流电压相对以dBm为标度的HF功率线性地变化。为了补偿在更高功率时出现的非线性，根据US 6,265,939设置了其它电路部分，这些电路部分在各个不同升高的HF功率时在信号处理中接入附加的增量负载。在此，这些负载被这样地定量，以使得高频功率检测器的输出信号与以dBm为单位给出的HF功率成线性变化。这些其它电路部分包括由一个直流电压源及无源元件、尤其是由6个其它的二极管D2至D7，电阻R2至R12及其它电容器组成的网络。
因为该公知的方案需要一个有源的电压源及相对大数目的无源元件，故只有在用相对大的制造技术成本的情况下才能实现它。此外，多个必要的元件需要相对大的位置，而这对于将电路集成在一个芯片上是不利的。
基于二极管的高频功率检测器通常提供一个输出电压，它根据耦合输入的高频电压的大小，与耦合输入高频电压为平方或线性的相互关系。
因为高频电振荡的功率确定耦合输入的高频电压的有效值，故相对功率(以mW为单位)描绘曲线的高频功率检测器输出电压同样按平方或线性地变化。
由于转化成以dBm为单位的功率值描述，使功率标度在一定程度上以对数压缩，因此得到相对以dBm为标度的功率的按指数变化的特性曲线。这既适合于原始线性的特性曲线也适合于原始平方变化的特性曲线。
除根据上述US文献的电路结构外，还公开了基于二极管的高频电压线性的功率检测器，它的输出电压必需通过一个外部级被线性化。该级例如是一个构成求对数器的、需要一个负电压的运算放大器或一个微处理器。此外还必需进行定标过程及温度补偿。
【发明内容】
基于该背景本发明的任务在于，给出一种dBm线性的高频功率检测器，它不需要定标及不需要外部的温度补偿，及与根据US6,265,939的dBm线性的高频功率检测器相比其电路结构更简单，无需有源的元件及仅具有小数目的无源元件。
该任务将在开始部分所述类型的一种高频功率检测器上，通过：一个与节点耦合的、由一个第二二极管及一个电阻组成的串联电路及用于检测在第二二极管上的电压降的装置来解决。
此外该任务还在开始部分所述类型的一种方法上，通过使用这种高频功率检测器来解决。
在由附加电阻及附加二极管组成的串联电路上由此总地降落了一个电压，它与通常的高频功率检测器的输出电压成正比。如下面将要详细地说明的，在附加电阻上降落的部分电压与在二极管上降落的部分电压值相互成指数关系。由此在二极管上降落的部分电压将取得这样的值，这些值相对以dBm为单位给出的功率作出函数图形时得到一个线性变化的曲线。
由此有利地实现了所需的dBm线性的输出电压，而无需有源单元及仅具有两个无源的元件。特性曲线的校正可通过附加电路来避免。此外根据本发明以串联电路形式的扩展可毫无问题集成在一个集成电路中。在这样集成的情况下位置需要量小体现了另一优点。
有利的是，第一二极管及第二二极管为相同类型的元件。
通过该构型，第一二极管的类型对高频功率检测器输出电压的影响可通过第二二极管来补偿。
有利的还在于，这两个二极管为肖特基二极管。肖特基二极管由于其阻断层电容量小特别好地适合处理高频信号。
此外有利的是，这两个二极管彼此热耦合。
热耦合将导致两个二极管具有相同的温度水平。因此由第一二极管的温度引起的输出信号的变化将通过第二二极管来补偿。
此外有利的是，这两个二极管是一个集成电路的组成部分。
两个二极管集成在一个芯片上可实现串联电路节省结构空间的安装并同时有利于两个二极管的热耦合，这就改善了对温度影响的补偿。
此外有利的是，用于耦合HF电振荡的耦合装置具有至少一个第一电容器。
电容器可实现将一个高频信号低损耗及信号保真地耦合到检测电路中。然而本发明不被限制在用电容器耦合的组合上，而也可组合其它的耦合，例如电感性耦合。
此外有利的是，第一电路部分构成一个峰值整流器。
峰值整流器以各种实施方式被公知。它提供与高频输入电压线性相关的电压。因此它无需其它电路技术成本，通过与这里提出的由附加电阻及附加二极管组成的串联电路的组合便可作到相对dBm的线性化。
此外有利的是，峰值整流器包括第一二极管及另一二极管；所述另一二极管与第一电容器及高频电压源构成第一网孔，第一二极管与另一二极管及一个平波电容器构成第二网孔(维拉特电路)。
这种维拉特电路是峰值整流器的一个例子并由此与这里提出的串联电路相组合提供了所需的dBm线性的变化曲线。
此外有利的是，由电阻及第二二极管组成的串联电路与该第二电容器构成第三网孔。
在此情况下第二电容器起平波电容器的作用，它可改善施加在串联电路上的电压的平滑度。这同样可改善dBm线性的信号检测的质量。
其它的优点可从说明书及附图中得知。
可以理解，上述的及以下还要描述的特征不仅可用于所述的组合，而且也可用于其它的组合或单独地使用，而不会偏离本发明的范围。
【附图说明】
在附图中表示出本发明的实施例及将在以下的描述中对它们作出详细的说明。附图为：
图1：根据本发明的一个高频功率检测器的原理图；
图2：根据现有技术的高频功率检测器的输出电压相对以dBm为标度的高频信号功率变化的计算曲线；
图3：根据本发明的高频功率检测器的输出电压亦相对以dBm为标度的高频信号功率变化的计算曲线；
图4：测量出的输出电压的变化曲线；及
图5：一个非常概要表示的、在使用根据本发明的dBm线性的功率检测器的情况下调节高频功率的调节电路。
【具体实施方式】
图1中的标号10表示具有一个高频(HF)电压源12及一个HF功率检测器14的HF电路的总体图。该HF电压源12例如可作为一个晶体(三极)管的集电极振荡回路来实施。该HF功率检测器14具有：耦合装置16，一个峰值整流器18，一个平波电容器24，一个节点26，串联电路28及用于检测电压的装置34。
耦合装置16例如可通过一个第一电容器17来实现，该耦合装置将HF电压源12所供给的HF信号耦合到HF功率检测器14的第一电路部分18，24。作为该电路部分18，24的一个组成部分的峰值整流器18具有第一二极管20及另一二极管22。该峰值整流器18的作用是已知的，它基于二极管特性曲线的非线性变化关系。根据该二极管的电流-电压特性曲线的指数变化关系，一个HF信号的正半波及负半波被这样地整流，以使得峰值整流器1 8的输出信号具有一个直流分量。
在输入交流电压足够高的情况下，峰值整流器18的输出电压将正比于输入交流电压的峰值。平波电容器24用于将峰值整流器18所供给的、整流后的交流电压平波。因此在节点26上将具有一个平过波的、带有直流分量的交流信号。至此所描述的装置相应于被公知为维拉特(Villard-Schaltung)电路的整流电路。
在根据图1的电路构型中所述的元件被这样地相互连接，即：HF电压源12与耦合装置16及另一二极管22构成HF电路10的第一网孔36，而另一二极管22与第一二极管20及平波电容器24构成第二网孔38。
该本身公知的整流电路在所述节点上提供了一个具有直流分量的信号，该直流分量与HF电压为平方或线性的相互关系。当使用一个峰值整流器时例如得到线性的相互关系。
根据本发明，在一个节点26上提供所述信号的整流电路与一个串联电路28相组合，该串联电路由一个电阻32及第二二极管30组成。在此情况下，在图1的电路构型中该串联电路与平波电容器24构成了第三网孔40。
在这样一个电路中在节点26上的电压将驱使一个电流I通过由电阻32及第二二极管30组成的串联电路28。
电阻32及第二二极管30构成了一个分压器，以使得在二极管上的电压降(电压降＝U_D)及电阻上的电压降(电压降＝U_R)的和等于电压U。
在电阻32上降落了部分电压：U_R＝R*I。确定该电压的电流I也流过第二二极管30及在这里产生电压降U_D。根据二极管的特性曲线，该电流I正比于第二二极管30上电压降的一个指数函数exp(U_D)。因为该电流也流过电阻32，因此流过电阻32的电流及由此电阻32上的电压降U_R也与二极管电压U_D成指数关系。
因此在该串联电路上的电压降由一个线性分量、即二极管上的电压降U_D和一个与该电压降U_D成指数关系的项、即电阻32上的电压降U_R相加地组合而成。
因为指数关系支配着该和的值，故在串联电路28上的电压降U基本上与二极管电压U_D成指数关系。换句话说：U近似地正比于exp(U_D)。
反过来，第二二极管30上的电压降U_D与电压U、即节点26上的电压成对数关系。这意味着，U_D正比于U的对数及由此也正比于HF信号的基于一个参考值归一化功率的对数。换句话说：在所考虑的近似范围中、即指数关系支配着上述和的值时，第二二极管30上的电压降U_D正比于以dBm(毫瓦分贝)为单位给出的HF功率。
图2表示电压相对以dBm为标度的HF功率的指数变化曲线。该曲线是在HF电路10的节点26上出现的。
图3表示与此相比电压U_D近似线性的变化曲线，该电压如在由电阻32及第二二极管30组成的串联电路28中的第二二极管30上测量到的电压。该电压将在图1的电路图中通过一个装置34，例如一个电压表来测量。
图2及3中所示的电压曲线是借助一个仿真模型对于GHz的频率计算出的。
这些计算的结果通过在实际电路上的测量被定性地证实。这些测量的结果表示在图4上。在此，用标号42表示的电压曲线相应于第二二极管30上电压U_D的近似线性的曲线。为了定性的检验，这些测量在与普通HF检测器电路耦合过的一个电路上进行。在此使用了二极管1N4148及1N4004。这些二极管不是肖特基二极管。当使用与其余的HF检测器电路集成在一个芯片上的、适配的肖特基二极管的情况下，可期望得到进一步改善的、测量曲线与计算曲线的一致性。
但就这样得到的U_D曲线42与弯曲大得多的曲线44的变化相比已经表现出一种近似线性的关系。由此，曲线42的斜率虽然在起初较大而在大的P值时却变小。但可看出斜率以一个平均值变动。相反地，曲线44的变化是连续地弯曲，其中斜率连续地增大。因此，说明节点26上电压的该曲线反映了一个所预期的、传统HF检测电路(峰值整流器电路)输出电压相对以dBm、即以对数为标度的耦合输入HF信号功率的指数变化曲线。
图5是一个非常概要表示的、在使用根据本发明的dBm线性的功率检测器的情况下调节高频功率的调节电路。一个HF信号发生器46的HF信号在一个HF放大器47中被放大及例如通过一个天线48发射。为了调节发送功率，在HF放大器后面的HF信号的一部分从天线导线中耦合地输出及耦合地输入到HF功率检测器14中。如上所述，该功率检测器14是一个根据本发明的dBm线性的HF-功率检测器。
该HF-功率检测器14的输出信号、即图1中串联电路28的第二二极管30上的电压降U_D被作为实际值输入一个调节器50，此外该调节器从一个给定值发生装置52、例如一个电子调节部分的存储器单元得到一个HF功率的给定值。调节器50由该给定值及实际值构成一个调节量，借助该调节量通过一个信号路径54调节HF放大器47的放大系数。
就此而论本发明旨在：在图示的调节回路47，14，50中使用一个dBm线性的HF检测器14。在此，本发明不被限制在图1中详细表示的、设有维拉特电路的HF检测器的使用上。相反，而本发明则在于，将任何HF-功率-二极管-检测器与由电阻32及第二二极管30组成的串联电路28相组合及测量二极管30上作为HF功率的dBm线性量度的电压降。基于二极管的其它整流电路的例子是中点式电路或桥式电路中的串联整流器及全波整流器。这些整流器是技术人员公知的及因此不再需要详细地描述。它们例如被描述在MeinkeGrundlach的“高频技术手册”第5版，第1卷，ISBN 3-540-54714-2，第G32页上。此外，除电容性的耦合元件16，17外，还可使用电感性的耦合元件将高频功率耦合到HF功率检测器中。