本发明涉及一种将单相交流电源的交流功率通过电力变换器变成直流的电力变换系统，尤其是涉及一种具有补偿控制电路的电力变换系统，可实现在直流侧吸收掉单相交流电源的波动功率。 图19展示的是常规用于电动车等上的电力变换系统的电路图，这种系统从交流馈线接收交流功率。图中，SUP是单相交流电源（单相电源），LS是交流电感线圈，CNV是脉冲宽度调制控制变换器（PWM变换器），用于将交流变成直流，Cdo是直流滤波电容器，INV是脉冲宽度调制控制变换器（PWM变换器），用于将直流变为交流，和IM是三相感应电机。
这个控制电路包括：直流电压检测器ISO，输入电流检测器CTS，交流电压检测器PTS，电机电流检测器CTU，CTV和CTW，直流电压控制电路AVR，输入电流控制电路ACRS，用于PWM变换器CNV的脉冲宽度调制控制电路PWMC1，速度检测器PG，速度控制电路SPC，负载电流控制电路ACRL和用于PWM变换器INV的脉冲宽度调制控制电路PWMC2。
PWM变换器CNV控制由单相交流电源SUP馈给的输入电流Is，使作用到直流滤波电容器Cdo上的电压Vd基本上不变。在该点上，通过控制输入电流Is为与电源电压Vs同相的正弦波，可实现电力变换，并且输入功率因数为1，几乎没有较高次谐波。
采用直流滤波电容器Cdo为直流电压源，PWM变换器INV将直流电压变成具有可变电压和可变频率的三相交流电源，该三相交流电力用于驱动感应电动机IM。用于Tokaido Shinkansen铁路上的300等级的电气机车“Nozomi”是这种系统的一例，它的交流电力由单相交流电源SUP馈给。该交流电力变成直流，再将直流变成交流，用于驱动感应电动机IM。
对于PWM变换器CNV的介绍可参见1987年第107卷中第3期的日本电气工程师协会的会刊中“采用PWM变换器驱动高质量交流牵引电机的设想”一文，而PWM变换器INV是本领域的公知技术，因此这里对于PWM变换器CNV和INV不再赘述。
下面描述现有技术的电力变换器存在的缺陷。
当交流电源由单相交流电源SUP供给时，其波动频率是电源频率的两倍。结果施加到直流滤波电容器Cdo上地电压Vd的波动频率也是电源频率的两倍，这一电压波动的幅值与PWM变换器INV输出的有功功率的幅值成正比，并且与直流滤波电容器Cdo的电容量成反比。
如果直流滤波电容器Cdo的电容量变大，由单相PWM变换器CNV变换后的直流电压Vd的波动情况可减小。但是增大电容量不仅使电力变换系统重量加大，尺寸增加，而且使其费用增加，特别是在电动机车的驱动系统中，电力变换系统的负载和尺寸应设计得尽可能小。这就有必要限制直流电压波动到一确定的允许程度。
可是这个直流电压Vd的波动对变换器侧产生影响，使PWM变换器INV的输出电流波动。例如，如果单相交流电源SUP的频率为50HZ，直流电压Vs的频率为100Hz，在这种情况下，PWM变换器INV的输出频率接近100HZ，输出电压波动加剧，使电机IM电流中的差拍上升，引起电机的IM的转矩波动，产生振动和噪声。
而且，作用到构成PWM变换器CNV和INV的半导体装置上的电压的最大值是随着直流电压Vd波动的量增加的，因此必须采用能承受较高电压的半导体装置。这样导致该装置尺寸和费用的增加。
本发明的目的是提供一种电力变换系统，它能消除由单相交流电源的波动引起的直流电压的波动。
本发明的另一个目的是提供一种电力变换系统，它的利用率得以提高。
本发明的又一个目的是提供一种电力变换系统，其中直流滤波电容的电容量可显著减小，并且该电力变换系统的整个尺寸和重量可降低。
本发明的再一个目的是提供一种电力变换器，它的变换器输出电流消除了差拍现象，从而显著减小了电机的振动和噪音。
本发明的这些和其他目的可以如下实现，采用一种电力变换系统，包括一单相交流电源，用于产生交流功率。该电力变换系统进一步包括一与单相交流电源连接的交/直流变换器，用于将交流变成直流，一主滤波电容器，与交/直流变换器的直流端子相连，一直流有源（active）滤波器，与主滤波电容器并联，用于补偿流过该直流有源滤波器的电流，以适量地吸收来自单相交流电源的交流功率波动，以及一负载设备，与作为直流电压源的主滤波电容相连接，用于接收由主滤波电容馈给的第一直流电压。
采用本发明，单相交流电源的功率波动通过装在交/直流变换器的直流边的直流有源滤波器被吸收，因而提高了该电力变换系统的利用率。这样可消除直流电压的波动现象，并能减小电机的振动和噪音，还可减小直流侧滤波电容器的电容量。
下面通过结合相关的附图的详细说明，将更助于理解本发明和许多附带的优点。附图为：
图1为本发明电力变换系统的第一实施例的电路图;
图2为图1所示电力变换系统工作时所具有的电压/电流矢量图;
图3为图1所示电力变换系统工作时所具有的不同单元的电压、电流和功率波形图;
图4为图1所示电力变换系统工作时所具有的不同单元的电压、电流和功率波形图;
图5为图1所示电力变换系统的工作原理的等效电路图;
图6为本发明电力变换系统的第二个实施例的电路图;
图7为本发明第三实施例的电力变换系统中直流有源滤波器的电路图;
图8为本发明第四实施例的电力变换系统中直流有源滤波器的电路图;
图9为说明图8的直流有源滤波器工作的等效电路图和电压/电流矢量图;
图10为本发明第五个实施例的电力变换系统的直流有源滤波器的电路图;
图11为本发明第六个实施例的电力变换系统的直流有源滤波器的电路图;
图12为说明图11的直流有源滤波器的PWM控制动作的时间图;
图13为本发明第七个实施例的电力变换系统的直流有源滤波器的电路图;
图14是本发明第八个实施例的电力变换系统的直流有源滤波器的电路图;
图15是说明本发明电力变换系统的工作的电压/电流矢量图;
图16是说明本发明电力变换系统的工作的不同单元的电压、电流和功率波形图;
图17是本发明第九个实施例的电力变换系统的直流滤波器的电路图;
图18是说明本发明的电力变换系统工作的特性曲线;以及
图19是说明已有的电力变换系统的电路图。
下面参照附图描述本发明的各实施例，在各图中相同的标号表示同一或相对应的部件。
首先，参照图1介绍本发明的概貌。在图1中，SUP是单相交流电源（单相电源），LS是交流电感线圈，CNV是构成交/直流变换器的脉冲宽度调制控制变换器（以下称为PWM变换器），INV是脉冲宽度调制控制变换器（以下称为PWM变换器），IM是三相感应电动机，Cd是主滤波电容器，以及DC-AF是直流有源滤波器。
交流/直流变换器的公知实例包括一二极管整流器或一脉宽调制控制变换器（PWM变换器）。下面以PWM变换器CNV为例如以描述，PWM变换器CNV控制来自单相交流电源SUP的电流Is，使施加到主滤波电容器Cd上的直流电压Vd基本为常数，一般地，将这个输入电流Is控制为与单相交流电源SUP的电压Vs同相的正弦波，结果得到具有输入功率因数为1，并几乎没有高次谐波的功率变换。
当负载例如感应电机IM牵引运行时，所述直流电压下降，但通过控制使该直流电压Vd为一不变的值，因而与该负载匹配的有功功率由单相交流SUP供给。这个负载装置包括三相输出脉冲宽度调制控制变换器（PWM变换器）INV，和由这个变换器INV驱动的交流电动机（感应电动机等）。在稳定条件下，电机的转速和所产生的转矩基本上为常值，不考虑谐波分量的话，三相PWM变换器INV的直流电流几乎不变。这个变换器INV的直流侧大部分谐波分量由主滤波电容器Cd所吸收。
不过，如前所述的现有技术的电力变换系统，它的由单相交流电源SUP馈给的电源是波动的，其波动频率为电源频率的两倍，导致直流电压的波动。
直流有源滤波器DC-AF与主滤波电容Cd并联，并且控制流过直流有源滤波器DC-AF的补偿电流IF，从而适量地吸收单相交流电源SUP的功率波动。这个补偿电流IF的命令值IF＊如下产生，首先，计算出PWM变换器CNV交流侧瞬时功率的值PC，从该值中减去由交流电源SUP供给的有功功率的平均值Pav，得到波动功率△PC，接着，用直流电压Vd去除这个波动功率△PC，便得到命令值IF＊，即：
△PC＝PC-Pav，
IF＊＝△PC/Vd
由于补偿电流IF＝IF＊流过直流有源滤波器DC-AF，从单相交流电源的波动所产生的电流不能流到主滤波电容器Cd，从而避免了直流电压Vd的波动。主滤波电容器Cd的电容量只要足以吸收PWM变换器CNV和三相PWM变换器INV直流侧的谐波分量即可，所以该电容量不必很大。
直流有源滤波器DC-AF的结构例如包括一直流恒压源EA，一电压源PWM变换器VSI，用于将直流恒压源EA的直流电压变为可变的交流电压，和一连接到变换器VSI输出端的直流滤波电容CF，通过调整交换器VSI的输出电压，直流有源滤波器DC-AF可控制补偿电流IF。用于直流有源滤波器DC-AF的PWM变换器VSI的电容取决于直流滤波电容CF的电容。换言之，如果直流滤波电容CF的电容量取为零，则必须使直流有源滤波器DC-AF的PWM变换器VSI的电容量等于PWM变换器CNV的电容量。并且，如果直流滤波电容器CFR电容量取为无穷大，则直流有源滤波器DC-AF的PWM变换器VSI的电容量可为零。
基于这种观点，使直流滤波电容CF的电容量大于主滤波电容Cd的电容量，并且是用于传统的电力变换系统的直流滤波电容Cdo电容量的一半或更小比例，结果，直流有源滤波器DC-AF的PWM变换器VSI的电容量可以是PWM变换器CNV电容量的大约10-20%，从而使整个电力变换系统的电容器的电容量减小，这样的系统用到电动机车系统中产生显著的优越性，主要在于减少了系统的重量和尺寸。另外，由于消除了直流电压Vd的波动，可采用较高的直流电压，导致PWM变换器CNV和INV输出容量的增大能够被预先考虑。
图1表示一主电路布置图和说明本发明电力变换系统的第一实施例的控制电路方框图。
直流有源滤波器DC-AF包括直流恒压源EA，单相电压源PWM变换器VSI，单相变压器TR，电感器LF和直流滤波电容器CF。
控制装置包括：输入电流检测器CTS，交流电压检测器PTS，直流电压检测器PTD，直流电流检测器CT1，CT2，CTF，负载电流检测器CTU，CTV和CTW，速度检测器PG，DC电压控制电路AVR，输入电流控制电路ACRS，用于PWM变换器CNV的PWM控制电路PWMC1，速度控制电路SPC，负载电流控制电路ACRL，用于三相PWM变换器INV的PWM控制电路PWMC2，补偿电流指令电路FCR，补偿电流控制电路ACRF，以及用于单相电压源PWM变换器VSI的PWM控制电路PWMC3。
PWM变换器INV使用主滤波电容器Cd作为其直流电压源，并对感应电机IM提供可变压和变频的三相交流电源。
更详细地，电机IM的转速ωr由速度检测器PG测出并送入速度控制电路SPC。速度控制电路SPC将速度指令值ωr＊与检测的速度值ωr比较，并产生一个三相负载电流指令值IL＊，它与这两个值Wr＊和Wr的差值εr＝ωr＊-ωr相对应。
负载电流控制电路ACRL将三相负载电流指令值IL＊（IU＊，IV＊，IW＊）与由电流检测器CTU，CTV，CTW测出的三相负载电流IL（IU、IV、IW）相比较，并对应于这些值与PWM控制电路PWMC2的差产生三相电压指令值eL＊（eU＊，eV＊，eW＊）。
根据三相电压指令值eL＊，PWM控制电路PWMC2输出门信号gI到PWM变换器INV中的开关装置。结果，三相PWM变换器INV产生正比于三相电压指令值eL＊三相电压VL（VU，VV，VW），并且控制三相负载电流IL。
通过向量控制感应电机IM可获得类似于直流电动机输出特性的输出特性是已知的，但由于这不是本发明的主要内容，因此这里不再予以赘述。
如果从直流电压源角度（主滤波电容CD）看，当忽略谐波分量时，三相PWM变换器INV和感应电机IM可视为一种恒流源，其中流过直流电流Id2。
PWM变换器CNV控制输入电流Is，使供给主滤波电容Cd上的电压Vd几乎为常数。在这个过程中，由于输入电流Is受控为一个与电源电压Vd同相（或反相）的正弦波，因此可具有输入功率因数为1的工作条件。
主滤波电容Cd的电压Vd由直流电压检测器PTD测出，并输入到电压控制电路AVR中，在该电路中对电压Vd与电压指令值Vd＊比较，得到差值εV＝Vd＊-Vd，经放大后得到一输入电流Is的峰值指令Ism＊
同样的，电压检测器PTS检测出单相电源SUP的电压Vs，并且得与电压Vs同步的单位正弦波Sinωt。将单位正弦波Sinωt与电流峰值指令Ism＊相乘，得到输入电流命令值Is＊
Is＊＝Ism＊·Sinωt
输入电流控制电路ACRS将由电流检测器CTS测出的输入电流Is与电流指令值Is＊比较，得到差值εI＝IS＊-IS，然后放大（-K1倍），其结果得到一个变换器CNV的PWM控制电路PWMC1的输入信号ec＊。根据输入信号ec＊PWM控制电路PWMC1输出门信号gc到PWM变换器CNV中的开关装置。
PWM变换器CNV在交流侧产生一正比于输入信号ec＊的电压Vc和控制输入电流Is，交流电感线圈Ls上的电压是电源电压Vs和变换器电压Vc之间的差压VLS＝Vs-Vc。
例如，当Is＊＞Is，差值εI为正值，并且PWM控制电路PWMC1的输入信号ec＊具有负值。因此，作用到交流电感线圈Ls上的电压增加，输入电流也增大。反之，当Is＊＜Is，差值εI为负，输入信号ec＊假定为正值，因此作用到交流电感线圈Ls上的电压VLS下降，并且输入电流Is也下降。从而输入电流Is受到控制，因而与电流指令值Is＊相一致。在这种情况下，对于指令值Is＊提供与一个电源电压Vs同相的正弦波，并且输入电流Is也被控制以便于跟踪电流指令值Is＊。因此，最终获得输入功率因数为1且几乎没有谐波的工作条件。
直流电压Vd的控制机理如下：
当Vd＊＞Vd，假定差εV为正，电流峰值指令Ism＊增大，具有正值，结果，由单相交流电源SUP提供的功率Ps＝Vs.Is，变为正值，并且该功率Ps供给主滤波电容Cd，增加了直流电压Vd。在相反的情况下，当Vd＊＜Vd，差值εV假定为负，电流峰值指令Ism＊取负值，结果，存储在主滤波电容Cd中的能量回送到单相交流电源SUP中，于是直流电压Vd下降。以这种方式，控制直流电压Vd以致于它保持与电压指令值Vd＊一致。
图2表示图1的电力变换系统中单相电源SUP侧的电压/电流矢量图。
图2（a）表示车辆牵引时的矢量图。输入电流Is流过，产生电压VLs＝jω·Ls·Is，并施加到交流感应线圈Ls上。由PWM变换器CNV产生的电压Vc示于图中，在这种情况下，电压VC的幅值VCm和相角θ（滞后）用下列等式计算：
VCm＝（Vsm2+VLSm2）1/2
θ＝tan-1（VLSm/Vsm）
其中：Vs＝Vsm·sinωt
Is＝Ism·sinωt
和VLsm＝ω·Ls·Ism.
图2（b）是说明再生操作情况的矢量图。输入电流Is被控制与电源电压Vs反向。由于作用到交流电感线圈Ls上的电压VLs的相位相反，使由PWM变换器CNV产生的电压Vc的相角θ是超前的。
图3是图1的电力变换系统的PWM变换器CNV运行中的电压、电流和功率波形图。输入电流is被控制与电源电压Vs同相，由PWM变换器CNV产生的电压Vc比电源电压Vs滞后相角θ。由单相交流电压SUP产生的瞬态功率Ps为：
PS＝vs·is
＝Vsm·sin ωt x Ism·sin ωt
＝（Vsm·Ism/2）·（1-cos 2ωt）
此瞬态功率Ps的波动频率为单相交流电源SUP的电压的两倍。同样，PWM变换器CNV的瞬态功率PC是PWM变换器CNV产生的电压Vc和电流is的乘积，考虑了交流电感线圈Ls上有一定的压降，所述波动是明显的。
PC＝vC·is
＝VCm·sin（ωt-θ）x Ism·sinωt
＝（VCm·Ism/2）·｛cosθ-cos（2ωt-θ）｝
由于VCm＝Vsm/cosθ，有功功率的平均值Pac为
Pav＝Vsm·Ism/2
在稳态条件下，有功功率Pav等于由负载装置（PWM变换器INV+感应电机IM）消耗的功率PL，并且功率波动△Pc在主滤波电容Cd中流入和流出。即：
△PC＝PC-PL
＝-（VCm·Ism/2）·cos（2ωt-θ）
流入主滤波电容器Cd中的电流以idc近似用下列等式求得，取直流电压Vd的平均值为Vdo。
idc＝△PC/Vdo
＝-（VCm·Ism/2 Vdo）·cos（2ωt-θ）
＝-｛Pav/（Vdo·cosθ）｝·cos（2ωt-θ）
直流电压Vd的波动量△Vd由下式算出：
△Vd＝∫（1/Cd）·idc dt
＝-{Vcm·Ism/（4·Vdo·ω·cd）｝·sin（2ωt-θ）
＝-{Pav/（2·cosθ·Vdo·ω·cd）｝·sin（2ωt-θ）
＝-△Vdm·sin（2ωt-θ）
直流电压波动△Vd的幅值正处于负载设备上的有功功率PL，这里PL＝Pav＝Vsm·Ism/2，并且与主滤波电容Cd的电容量成反比。例如，当PL＝3000[KW]，Vdo＝2000[V]，f＝ω/（2π）＝50[HZ]，Cd＝0.02[F]，以及Cosθ＝0.9，则△Vd的幅值△Vdm＝132.6[V]。
图4表示再生运行情况下不同单元的电压和电流波形。PWM变换器CNV产生的电压Vc超前于电源电压Vs一个相角θ。因此：
PC＝vC·is
＝VCm·sin（ωt+θ）x Ism·sin（ωt+π）
＝-（VCm·Ism/2）·｛cosθ-cos（2ωt+θ）｝
由于Vcm＝Vsm/Cosθ，有功率Pav与从负载装置（PWM变换器INV+感应电机IM）反馈的功率PL一致，并且在主滤波电容器Cd中存在功率波动△Pc的输入和输出。因此：
△PC＝PC-PL
＝（VCm·Ism/2）·cos（2ωt+θ）
因此，流入主滤波电容Cd的电流idc可用下式等式近似，其中直流电压Vd的平均值取为Vdo。
idc＝△PC/Vdo
＝（VCm·Ism/2Vdo）·cos（2ωt+θ）
＝｛Pav/（Vdo·cosθ）｝·cos（2ωt+θ）
所以，直流电压Vd的波动量△Vd为：
△Vd＝∫（1/Cd）idc dt
＝-{Vcm·Ism/（4·Vdo·ω·Cd）｝·sin（2ωt+θ）
＝-{Pav/（2·cosθ·Vdo·ω·Cd）｝·sin（2ωt+θ）
＝-△Vdm·sin（2ωt+θ）
下面，将介绍图1的电力变换系统的直流有源滤波器DC-AF的控制作用。
首先，单相PWM变换器CNV的直流输出电流Id1和三相PWM变换器INV的直流输入电流Id2分别由电流检测器CT1，CT2检测出来，并且输入到补偿电流指令电路FCR，在这里得出其差值IF＊。该电流差IF＊＝Id1-Id2构成流入直流有源过滤器DC-AF的补偿电流IF的指令值。此时，由PWM变换器CNV和/或PWM变换器INV产生的谐波电流分量不必流入直流有源过滤器DC-AF，因此直流电流的检测值Id1，Id2输入到补偿电流指令电路FCR时，其谐波分量已由过滤器消除。
流入直流有源过滤器DC-AF的补偿电流IF由电流检测器CTF检出，并输入到电流控制电路ACRF中。电流控制电路ACRF比较补偿电流指令值IF＊和补偿电流检测值IF，得到差值εF＝IF＊-IF。然后将差值εF反向和放大，供给PWM控制电路PWMC3作为电压指令值eF＊。根据电压指令值eF＊，PWM控制电路PWMC3输出门信号gF到电压源PWM变换器VSI中的开关装置中。结果，电压源PWM变换器VSI通过产生一个电压VF控制补偿电流IF，所产生的电压VF正比于电压指令值eF＊
特别是当IF＊＞IF，差值εF假定为正值，由此得到的电压指令值eF＊假定为负值，输出电压VF取负值。因此补偿电流IF增大，在控制的影响下达到IF＝IF＊
反之，当IF＊＞IF，差值εF假定为负值，电压指令值eF＊成为正值的，输出电压VF取正值。结果，补偿电流IF减小，施行控制使IF＝IF＊
图5表示图1的电力变换系统的等效电路。PWM变换器CNV和PWM变换器INV可看作为电流源。如果忽略由PWM控制产生的谐波电流，PWM变换器INV的输入电流Id2仅包括一直流分量IC，PWM变换器CNV的输出电流Id1包括直流分量IC和交流分量idc，后者的频率变化为电源频率的两倍，接着在主滤波电容Cd中流过的电流Id3变为零，其原因是IF＝idc的补偿电流流过直流有源过滤器DC-AF。再有，因为补偿电流IF不包含谐波电流，该谐波电流流入主滤波电容器Cd。但是，由于频率高，主滤波电容器Cd的电容量可以小得多，同时能整个消除电压的波动。
图6是本发明电力变换系统的第二个实施例的电路图。在图6（a）中，SUP是单相交流电源（单相电源），CNV是PWM变换器，DC-AF是直流有源滤波器，Cd是主滤波电容器，INV是三相PWM变换器，以及M是交流电动机。
直流有源滤波器DC-AF的结构包括：变压器TR，电感线圈LF，直流滤波电容器CF，单相电压源PWM逆变器VSI，直流电容器CA，直流电感器LCH，开关装置CHO，和续流（freewheeling）二极管DCH。开关CHO、续流二极管DCH和直流电感器LCH组成一个直流斩波器。
这里的直流有源滤波器DC-AF与图1的实施例的区别点在于：由直流斩波器提供给直流电容器CA的电压VA被控制为一常量，将直流电容器CA作为单相电压源PWM逆变器VSI的电压源，这个直流斩波器的工作原理在下面描述。直流斩波器控制电路如图6（b）所示，包括一比较器C2，电压控制补偿电路GCH（S），和一个PWM控制电路PWMC4。
首先，供给到直流电容器CA上的电压VA被检测出并输入到比较器C2。比较器C2比较该电压检测值VA和电压指令值VA＊，得到差值εA＝VA＊-VA，该值输入到电压控制补偿电路GCH（S）。电压控制补偿电路GCH（S）将差值εA放大，以便产生电压指令值eCH＊，继而输入到PWM控制电路PWMC4。PWM控制电路PWMC4是一个普通的脉冲宽度调制控制电路，它用于三角波比较，并且根据电压指令值eCH＊输出一个控制信号g4到直流斩波器中的开关装置CHO。
当VA＊＞VA，差值εA为正，使电压指令值eCH＊增加，并且延长了开关装置CHO的导通周期。结果，直流电容器CA的充电电流增大，增加了所施电压VA，有效地控制实现了VA＝VA＊
在相反的情况下，当VA＊＜VA，差值εA为负，减少电压指令值eCH＊，缩短了开关装置CHO的导通周期。结果，进行类似的控制实现VA＝VA＊，即减小直流电容器CA的充电电流，从而减少所施电压VA。
如上所述，图1中带有直流有源滤波器DC-AF，图2中的直流有源滤波器DC-AF也通过补偿电流IF，使作用到主滤波电容Cd上的电压Vd变为常数，由于补偿电流IF流入直流滤波电容器CF内，使作用到直流滤波电容CF上的电压VCF波动。从而可认为，在单相电压源PWM逆变器VSI中对此将产生与这个波动电压VCF相反的电压，并且施加到主滤波电容Cd上的电压维持一恒定值。由单相电压源PWM逆变器VSI产生的电压VF和补偿电流IF具有几乎为90°的相角差，因此一般几乎没有有功功率在单相电压源PWM逆变器VSI中输入或输出。所以图6的电力变换系统的直流斩波器可具有恰好补足单相电压式PWM逆变器VSI等损耗的容量。
采用图6的第二个实施例的结构，用于DC有源滤波器DC-AF的电源电压VA可以使用低压，并能获得稳定的电压源。
在本实施例的情况下，单相电压源PWM逆变器VSI的耐压是可保证的，相应的措施是将DC有源滤波器DC-AF的DC电容器CA的两个端子与主滤波电容器Cd并联，于是可省略图6中的DC斩波器。
图7是根据本发明的电力变换系统的DC有源滤波器DC-AF的第三个实施例的电路图。应注意到，下面实施例中的DC有源滤波器DC-AF用于取代了图1的电力变换系统中的DC有源滤波器DC-AF。
在图7（a）中，P和N是主电路的DC正和负端子，EA是DC电压源，VSI是单相电压源PWM逆变器，TR是单相变压器，LF是电感线圈，CF是DC滤波电容器。
单相电压源PWM逆变器VSI包括开关装置S1-S4和续流二极管D1-D4，电感线圈LF连接到单相变压器TR的初级边。为叙述方便，变压器TR的初/次级匝数比取为1∶1。
如图7（b）所示，控制装置的组成包括：电流检测器CTF，补偿电流指令电路FCR，补偿电流控制电路ACRF和用于单相电压源PWM逆变器VSI的PWM控制电路PWMC3。补偿电流指令电路FCR由乘法器ML1，ML2，正比计算器OA，加法器AD和除法器DIV构成。补偿电流控制电路ACRF由比较器C1和一控制补偿电路GF（S）构成。
首先，PWM变换器CNV的AC侧电压VC与PWM变换器CNV的输入电流Is在乘法器ML2内相乘，得一乘积，此时，由于电压检测值VC包含许多谐波分量，因而可以代之采用PWM变换器CNV的PWM控制输入信号（电压指令值）eC＊。类似地，电流指令值IS＊可用来代替输入电流检测值IS。乘法器ML2的输出是PWM变换器CNV的瞬时功率PC。
另外，乘法器ML1计算电源电压峰值Vsm和输入电流峰值Ism的乘积，比例计算器OA将该乘积二等分，得到交流电源SUP的有功功率的平均值Pav。指令值Ism＊可用来取代输入电流峰值Ism。
加法器AD计算值（PC-Pav），求出波动功率△Pc，结果送入到除法器DIV。在除法器中该波动功率△Pc被DC电压检测值Vd所除，其结果作为补偿电流IF的指令值IF＊
补偿电流指令值IF＊等于PWM变换器CNV的DC侧的电流的波动量idc，该量由单相电源SUP的功率波动△PC而产生。
补偿电流指令值IF＊输入到下一阶段的补偿电流控制电路ACRF的比较器C1中，在那里与电流检测器CTF检出的补偿电流IF比较，求出的差值εF＝IF＊-IF输入到控制补偿电路GF（S）中，经逆变和放大（-KF次），产生供给单相PWM逆变器VSI的电压指令值eF＊。对于补偿电流使IF＝IF＊的控制机理在上面已描述过，因此有关其控制方面不再赘述。
因此，DC有源滤波器DC-AF流过与IF＊（＝idc）相等的补偿电流IF，使单相功率的波动不再流入主滤波电容器Cd，因而可消除波动电压。
图8是根据本发明的电力变换系统的DC有源滤波器DC-AF第四个实施例的电路图。
图中，DC有源滤波器DC-AF的主电路与图7的DC有源滤波器DC-AF相同，不同的只是用一平流电容器CA取代DC电压源EA作为DC有源滤波器DC-AF的DC电源。
这里控制装置的结构包括：电流检测器CTF，直流电压检测器ISOA，比较器C1和C2，电压控制补偿电路GA（S），补偿电流指令电路FCR，相位同步电路PLL，乘法器ML3，加法器AD2，电流控制补偿电路GF（S）和PWM控制电路PWMC3。补偿电流指令电路FCR的结构与图7的相同，可参考图7的说明。
首先，补偿电流指令电路FCR求出补偿电流指令值IF＊，计算公式如下：
IF＊＝idc＝△P/Vd
＝-（VCm·Ism/2Vd）·cos（2ωt-θ）
相位同步电路PLL求出与补偿电流指令值IF＊同步的单位余弦波Cos（2ωt-θ），并得到移相90°的单位正弦波Sin（2ωt-θ）输出量。
电压检测器ISOA测出DC电容器CA的电压VA，将其输入到比较器C2。比较器C2将电压指令值VA＊与电压检测值VA比较，得到差值εA＝VA＊-VA。该差值ωA经倒相和放大（-KA），由电压控制补偿电路GA（S）输出信号IAm＊。乘法器ML3将电压控制补偿电路GA（S）的输出信号IAm＊与相位同步电路PLL的输出信号Sin（2ωt-θ）相乘，从而得到一电流指令值IA＊
IA＊＝IAm＊·sin（2ωt-θ）
加法器AD2将电流指令值IA＊与补偿电流指令值IF＊相加，得到一新的补偿电流指令值IF＊
比较器C1比较新的补偿电流指令值IF＊与电流检测器CTF测出的补偿电流IF，得到差值εF＝IF＊-IF，并输入到电流控制补偿电路GF（S），补偿电流IF的控制机理可参考图7的说明，其目的是使IF＝IF＊
图9是图8所示的装置的工作原理示意图，图9（a）是其等效电路图，图9（b）是电压/电流矢量图。图9只表示交流量，其变化频率是电源频率的两倍，并且DC分量不予考虑。
在图9（a）的等效电路中，idc是由图1中PWM变换器CNV产生的DC侧的波动分量。如前所述：
idc＝-（VCm·Ism/2Vd）·cos（2ωt-θ）
与此相应，DC有源滤波器DC-AF中通过一由下列等式表示的补偿电流IF′＝IF′＊
IF′＊＝IF′+IA
＝idc+IAm＊·sin（2ωt-θ）
结果，DC滤波电容器CF的电压VCF′为：
VCF′＝（1/CF）∫IF′dt
＝-{VCm·Ism/（4·Vd·ω·CF）｝·sin（2ωt+θ）
-{IAm＊/（2·ω·CF）｝·cos（2ωt-θ）
如图9（b）所示，电压矢量VCF′的相位比电流矢量IF′的相位滞后90°。
在主滤波电容器Cd中，流过电流Id3＝idc-IF′＊＝-IA＊。则主滤波电容器Cd的电压VCd变成：
VCd＝（1/Cd）∫Id3dt
＝{IAm＊/（2·ω·Cd）｝·cos（2ωt-θ）
Vcd电压矢量如图9（b）所示。
这里，如果由DC有源滤波器DC-AF产生的电压VF′的正向取为图9（a）中箭头所示方向，
VF′＝VCd-VCF′
VF′如图9（b）中电压矢量VF′所示，取电压向量VF′与电流向量IF′之间的相位差为ΦF，流过DC有源滤波器DC-AF的有功功率PA为：
PA＝IF′·VF′·cosφF
如果IAm＊具有正值，ΦF＞90°，PA具有负值，则DC电容器CA的储存电能减少。反之，如果IAm＊为负，ΦF变得小于90°，于是PA为正，DC电容器CA内的储存电能增加。
在再生运行中，PWM变换器CNV的DC侧的波动电流idc的相位倒相，于是能量的输入/输出也与上述情况相反。
供给DC有源滤波器DC-AF的DC电容器CA上的电压VA的控制运行下面返回图8进行说明。所描述的情况指图1的装置中PWM变换器CNV处于牵引运行中。
当VA＊＞VA，差值εA为正，该差被乘-KA倍，于是电流峰值IAm＊具有负值，所以，图9（b）的电流矢量IA是在相反的方向，相位角ΦF小于90°，流入DC有源滤波器DC-AF的有功功率PA为正，于是DC电容器CA中存储的电能增加，结果，DC电容器CA的电压VA也增加，控制实行的结果是使VA＝VA＊
在相反的情况，当VA＊＜VA，差值εA为负，它乘以-KA倍，使电流峰值IAm＊具有正值，所以，电量矢量IA如图9（b）所示具有ΦF＞90°的相角，流入DC有源滤波器DC-AF的有功功率PA为负，则DC电容器CA的储能下降。结果，DC电容器CA的电压VA下降，类似的控制最终使VA＝VA＊
在再生运行中，通过倒相图8中电压控制补偿电路GA（S）的输出信号的符号，可启动控制过程，使VA＝VA＊
采用图8的DC有源滤波器DC-AF，可以用DC电容器作为DC电压源EA，获得更经济的系统。而且如果需要，可省去单相变压器TR，因为主电路的P、N两个直流端子可以是隔离的和电气上与DC有源滤波器DC-AF的DC电源相绝缘。
图10是根据本发明的电力变换系统的DC有源滤波器DC-AF的第五个实施例的电路图。
图中，DC有源滤波器DC-AF的主电路与图8所示的电路一样。
控制装置的结构包括：电流检测器CTF，DC电压检测器ISOA，比较器C1，C2，电压控制补偿电路GA（S），符号反向器AS1，AS2，乘法器ML3，ML4，计算电路CAL，计数器CNT，存储表ROM，加法器AD2，电流控制补偿电路GF（S）和PWM控制电路PWMC3。
首先，将检测出的单相电源SUP的电压峰值Vsm，输入的电流峰值指令Ism＊和DC电压检测值Vd输入到计算电路CAL中，于是可如下计算出补偿电流峰值指令IFm＊和图2中所示的相角θ。
VLSm＝ω·LS/Ism＊
VCm＝（Vsm2+VLSm2）1/2
θ＝tan-1（VLSm/Vsm）
IFm＊＝Ism＊·VCm/（2·Vd）
因此将计算出的补偿电流峰值指令IFm＊经符号转换器AS2输入到乘法器ML4中。当PWM变换器CNV牵引运行（Ism＊＞0）时，符号转换器AS2输出经反置IFm＊的信号-IFm＊：在再生运行（Ism＊＜0）时，从符号转换器AS2输出的信号IFm＊不变号。
计算电路CAL将计算出的相角θ输出到存储器ROM。计数器CNT以2n倍的电源角频率ω的时钟频率动作，并输出计算值θS＝2ωt到存储表ROM中。存储表ROM计算相角（2ωt-θ）为相位地址。相应于该相位地址PS，存储器ROM存入正弦波和余弦波值，并对应所输入的相角（θS-θ）输出一单位正弦波Sin（2ωt-θ）和一单位余弦波Cos（2ωt-θ）。
电压检测器ISOA检测出DC电容器CA的电压VA，将其输入到比较器C2中。比较器C2比较电压指令值VA＊和电压检测值VA，得到差值εA＝VA＊-VA。接着由电压控制补偿电路GA（S）将差值εA逆变和放大（-KA倍），得到电流峰值指令IAm＊。该值IAm＊经符号转换器AS1输入到乘法器ML3。当PWM变换器CNV是牵引运行（ISm＞0）时，符号变换器AS1输出的信号IAm＊不变号;而在再生运行（ISm＊＜0）时，输入信号IAm＊的符号在输出前反号。
乘法器ML3将存储表ROM输出的信号Sin（2ωt-θ）与电流峰值指令IAm＊相乘，得到电流指令值IA＊
IA＊＝IAm＊·sin（2ωt-θ）
并且乘法器ML4将存储表ROM输出的信号Cos（2ωt-θ）与补偿电流峰值指令值-IFm＊相乘，得到补偿电流指令值IF＊。即：
IF＊＝-IFm＊·cos（2ωt-θ）
加法器AD2累加补偿电流指令值IF＊和电流指令值IA＊，产生一新的补偿电流指令值IF′＊
电流检测器CTF检测出由DC有源滤波器输出的补偿电流IF，比较器C1将补偿电流IF与上述新的补偿电流IF′＊比较，得到差值εF＝IF′＊-IF。接着这一差值εF由电流控制补偿电路GF（S）反相和放大（-KF倍），得到DC有源滤波器DC-AF的电压指令值eF＊，将该值输入到PWM控制电路PWMC3中。
首先，假设DC有源滤波器DC-AF是在VA＊＝VA的条件下工作，即IA＊＝0。下面描述假定控制补偿电流IF达到IF＝IF′＊的情况。
当PWM变换器CNV是在牵引状态（ISm＝ISm＊＞0）下工作，DC有源滤波器DC-AF的补偿电流IF受到控制，从而：
IF＝IF′＊＝IF＊
＝-IFm＊·cos（2ωt-θ）
＝-Ism·VCm/（2·Vd）·cos（2ωt-θ）
因此补偿电流IF与流过PWM变换器CNV的DC侧的波动电流idc相同。于是波动电流idc不能流入主滤波电容器Cd内，消除了直流波动的电压Vd。当输入电流幅值ISm变化时，补偿电流也响应此变化而变化，结果，波动电流idc总是与补偿电流IF一致，从而消除了直流电压Vd的波动现象。
类似地，当PWM变换器CNV处于再生运行（ISm＝ISm＊＜0）时，补偿电流指令值IF＊的符号并未被符号变换器AS2反相，并且DC有源滤波器DC-AF的补偿电流IF受到控制如下变化：
IF＝IF′＊＝IF＊
＝IFm′·cos（2ωt-θ）
＝Ism·VCm/（2·Vd）·cos（2ωt-θ）
由于在再生运行期间，在PWM变换器CNV的直流侧的波动电流idc相位已反向，实施控制使IF＝idc。结果，相互抵消，并且也消除了主滤波电容器Cd上的电压Vd的波动现象。
接下来将介绍DC有源滤波器DC-AF的DC电容器CA上电压VA的控制过程。这些说明也参考图9进行。
当PWM变换器CNV为牵引运行（ISm＝ISm＊＞0），符号反相器AS1直接输出所输入的信号IAm＊，无需反相。
DC有源滤波器DC-AF的补偿电流IF受到控制以便与新的补偿电流指令值IF′＊＝IF＊+IA＊保持一致，这一点如上所述。
IF＝IF′＊＝IF＊+IA＊
＝-IFm＊·cos（2ωt-θ）+IAm＊·sin（2ωt-θ）
这种情况的矢量图示于图9（b）中。
当VA＊＞VA，差εA为正，于是该差值被放大-KA倍产生具有负的电流峰值IAm＊。图9（b）中的电流矢量IA指向相反的方向，并且相角ΦF小于90°，因此流过DC有源滤波器DC-AF的有功功率PA取正值，存在DC电容器CA中的电能增大。结果DC电容器CA的电压VA上升，实现控制使VA＝VA＊
反之，当VA＊＜VA，差值εA为负，该差值放大-KA倍，得到具有正值的电流峰值IAm＊。于是，电流矢量IA变为图9（b）所示走向，相角ΦF大于90°，流入DC有源滤波器DC-AF的有功功率为负值，以致于使存在DC电容器CA中的电能减少，结果，DC电容器CA的电压VA下降，实施控制的结果仍使VA＝VA＊
当PWM变换器CNV实行再生运行时（ISm＝ISm＊＜0），符号反相器AS1将输入信号IAm＊反相后输出，在这种条件下，IFm＊并没由符号反相器AS2反相，于是有源滤波器DC-AF的补偿电流IF由下式求得：
IF＝IF′＊＝IF＊+IA＊
＝IFm＊·cos（2ωt-θ）-IAm＊·sin（2ωt-θ）
此时，可认为图9（b）中整个矢量图的所有相位均旋转了180°，于是施行控制的结果恰与牵引运行的情况一样，达到VA＝VA＊
图11是根据本发明的电力变换系统的DC滤波器DC-AF的第六个实施例的电路图。
在图11（a）中，P和N是主电路的DC正和负端，CHO是斩波器的开关装置，DCH是斩波器的续流二极管，LA是DC电感器，CSI是单相电流源PWM逆变器，CH是高频电容器，TR是变压器，CF是直流滤波电容器。单相电流源PWM逆变器CSI由开关装置S11-S14构成。
图11（b）和图11（c）所示的控制装置包括电流检测器CTA，比较器C3，电流控制补偿电路HO（S），补偿电流指令电路FCR，除法器DIV和PWM控制电路PWMC5，PWMC6。
首先，将描述直流斩波器的作用。
电流检测器CTA检测流过DC电感器LA的DC电流IO，并将其送入比较器C3，在那里与电流指令值IO＊比较，得到差值εO＝IO＊-IO，该值εO经电流控制补偿电路HO（S）放大后产生一电压指令值eO＊，并送入PWM控制电路PWMC5中。PWM控制电路PWMC5发出一控制信号g5给开关装置CHO，使供给到DC电感器LA上的电压平均值正比于电压指令值eO＊。当电压指令值eO＊小时，相应于开关CHO的开关周期T的导通时间比tON也小，而如果电压指令值eO＊变得较大，开关CHO的导通时间比tON也较大。
当IO＊＞IO，差值εO为正值，电压指令值eO＊上升，使开关装置CHO的导通时间比也变大，增大了DC电流IO。在相反的情况，当IO＊＜IO，差值为负，电压指令值eO＊于是下降，使开关装置CHO的导通时间比减少，减小了DC电流IO。因此控制被实施使DC电流IO等于DC电流指令值IO＊
下面描述DC有源滤波器DC-AF的作用。图11中的补偿电流指令电路FCR的构成与图7中的电路FCR一样。根据电源电压峰值VSm，输入电流峰值指令值ISm＊，电压指令值eC＊，PWM变换器CNV的输入电流指令值IS＊和检测出的DC电压值Vd计算出流过DC有源滤波器ΦC-AF的补偿电流IF的指令值IF＊。将该值IF＊输入到除法器DIV，在那里被DC电流检测值IO（或DC电流指令值IO＊）除，得到用于电流源PWM逆变器CSI的PWM控制的输入信号KF＊，PWM电路PWMC6根据信号KF＊产生控制信号g1，g2，该控制信号提供给下面将描述的电流源PWM逆变器CSI。
图12是用于说明图11的电流源PWM逆变器CSI的PWM控制动作的时间图。图中，X和Y是用于PWM控制的载波信号。在+1和-1之间变化的三角波常用作载波信号X和Y，三角波Y（图中虚线）在相位上与三角波X（图中连续线）相差180°。
三角波X与调制量KF＊比较后产生一用于装置S11和S12的控制信号g1。三角波Y与调制量KF＊比较后产生一用于装置S13和S14的控制信号g2。特别是：
当KF＊＞X，g1＝1和S11导通（S12截止）
当KF＊≤X，g1＝0和S11截止（S12导通）
当KF＊＞Y，g2＝1和S14导通（S13截止）
当KF＊≤X，g2＝0和S14截止（S12导通）
在电流源逆变器CSI中，为了确保为电流Io提供一通路，设置有一滞后时间，其中装置S11和S12的导通时间重叠一短的周期。类似地，在装置S13和S14之间也带有一滞后时间。在图12中，为简化起见，没提供这一滞后时间，即，滞后时间为零。
逆变器CSI的输出电流（补偿电流）IF将如下取值，它与装置S11-S14的导通/截止动作有关：
当S11和S14导通，IF＝+IO;
当S11和S13导通，或S12和S14导通，IF＝+IO;
当S12和S13导通，IF＝-IO
输出电流IF的波形示于图12的下半部分，它的平均值IF（VA）等于值KF＊·IO，这与前述新的补偿电流指令值IF＊一致。在图11中，装有高频电容器CH，以便吸收补偿电流IF中的谐波分量。因此，由电流源PWM逆变器CSI输出的补偿电流IF＝IF＊
由于补偿电流IF＝IF＊与PWM变换器CNV的直流侧的波动电流idc相等，这两个电流相互抵消。结果，波动电流idc不会流入图1所示的主滤波电容器Cd中，这样就消除了DC电压Vd的波动现象。
根据采用图11的DC有源滤波器DC-AF的本发明的电力变换系统，其有益之处是补偿电流可直接加以控制。
图13是根据本发明的电力变换系统的DC有源滤波器DC-AF的第七个实施例的电路图。
在本图中，P和N是主电路的直流正端和负端，LA是DC电感线圈，CSI是单相电流源PWM逆变器，CH是高频电容器，及CF是DC滤波电容器。单相电流源PWM逆变器CSI由开关装置S11-S14构成。
该控制装置的构成包括：电流检测器CTF，CTA，比较器C3，电流控制补偿电路HO（S），符号反相器AS1，AS2，乘法器ML3，ML4，计算电路CAL，计数器CNT，存储器ROM，加法器AD2，除法器DIN，和PWM控制电路PWMC6。
首先，图13中DC有源滤波器DC-AF的补偿电流IF的指令值IF＊的确定方法和控制装置可参阅前面对图10同样装置的介绍。因此这里不再赘述。
电流检测器CTA测出DC电感线圈LA的电流IO，并将其送入比较器C3。比较器C3比较电流指令值IO＊和电流检测值IO，找出差值εO＝IO＊-IO，然后该值由电流控制补偿电路HO（S）反相和放大（-KO倍）后得到电流峰值指令值IAm＊，该值IAm＊经符号反相器AS1送入乘法器ML3。
下面确定电流指令值IA＊的控制装置和方法可参阅图10的相同部分的说明，这里则省略。
加法器AD2将补偿电流指令值IF＊与电流指令值IA＊累加，产生新的补偿电流指令值IF′＊。该值IF′＊在除法器DIV中除以DC电流检测值IO，得到调制量KF＊＝IF＊′/IO，将该值输入到PWM控制电路PWMC6中。
电流源PWM逆变器CSI的PWM控制操作可参阅图11有关的描述，这里不再赘述。电流源PWM逆变器CSI的输出电流平均值IF（av）等于KF＊·IO，该值与新补偿电流指令值IF′＊相一致。在图13中，装有高频电容器CH，以便吸收补偿电流IF的谐波分量。以此方式，电流源PWM逆变器CSI输出补偿电流IF＝IF′＊
首先，将描述DC有源滤波器DC-AF的工作，取IO＝IO＊，IA＊＝0。
当PWM变换器CNV处于牵引运行中（ISm＝ISm＊＞0），DC有源滤波器DC-AF的补偿量IF是这样被控制的：
IF＝IF′＊＝IF＊
＝-IFm＊·cos（2ωt-θ）
＝-Ism·VCm/（2·Vd）·cos（2ωt-θ）
因此，在PWM变换器CNV的DC侧上流过与波动电流idc相同的电流，作为补偿电流IF，结果，波动电流idc不可能进入图1中的主滤波电容器Cd，并且DC电压Vd的波动得以消除。当PWM变换器CNV的输入电流ISm的幅值变化时，补偿电流IF也相应变化，所以补偿电流IF和波动电流idc总是相同的，从而能消除DC电压的Vd的波动。
同样地，当PWM变换器CNV处于再生运行（ISm＝ISm＊＜0）时，符号反相器AS2并不改变补偿电流指令值IF＊的符号，于是DC有源滤波器DC-AF的补偿电流IF是如下控制的：
IF＝IF′＊＝IF＊
＝IFm＊·cos（2ωt-θ）
＝Ism·VCm/（2·Vd）·cos（2ωt-θ）
在再生运行期间，PWM变换器CNV的DC侧的波动电流idc相位反向，因此仍可获得IF＝idc的相互抵消。作用到主滤波电容器Cd上的电压Vd的波动也得予消除。
流过DC有源滤波器DC-AF的DC电感线圈LA的电流控制过程将参考图9进行介绍。
当PWM变换器CNV处于牵引运行（ISm＝ISm＊＞0）时，符号反相器AS1直接输出所输入的信号IAm＊，并未反相。
DC有源滤波器DC-AF的补偿电流IF的控制如前所述，是与新补偿电流指令值IF＊相一致的，即：
IF＝IF′＊＝IF＊+IA＊
＝-IFm＊·cos（2ωt-θ）+IAm＊·sin（2ωt-θ）
其矢量图示于图9（b）中。
当IO＊＞IO时，差值εO为正，将该值乘以-KO，得到具有负值的电流峰值IAm＊，因此，图9（b）的电流矢量IA走向相反的方向，相角ΦF小于90°，流入DC有源滤波器DC-AF的有功功率PA为正值，使存入DC电感线圈LA中的能量增加，结果，DC电感线圈LA的电流IO增大，以致于控制被进行使IO＝IO＊。
在相反情况，当IO＊＜IO，差值为负，经放大-KO倍后得到具有正值的电流峰值IAm＊。因此，电流矢量IA如图9（b）所示，相角ΦF大于90°，因此流入DC有源滤波器DC-AF的有功功率PA为负值，使DC电感线圈LA中储存的能量下降。结果，DC电感线圈LA的电流IO减小，施行控制的结果使IO＝IO＊。
当PWM变换器CNV处于再生运行（ISm＝ISm＊＜0）中，符号反相器AS1将输入信号IAm＊反相后输出，在这种情况下，IFm＊并未由符号反相器AS2变相，因此DC有源滤波器DC-AF的补偿电流IF变成：
IF＝IF′＊＝IF＊+IA＊
＝IFm＊·cos（2ωt-θ）-IAm＊·sin（2ωt-θ）
在这种情况下，可认为图9（b）中整个向量图中所有相位均旋转180°，于是正象牵引运行的情况，施加控制最终使IO＝IO＊
图13的DC有源滤波器的优点是可省略图11的实施例中的斩波器装置。
图14是根据本发明电力变换系统的DC有源滤波器DC-AF的第八实施例的电路图。
图中，CAP是高频电容器，HF-T是高频变压器，C/C表示单相环流式循环换流器，LF代表电感器，CF表示DC滤波电容器。
控制装置的构成包括：高频电压检测器PTH，整流电路REC，电流检测器CTF，比较器C1，C2，电压控制补偿电路GH（S），符号反相器AS1，AS2，乘法器ML3，ML4，计算电路CAL，计数器CNT，存储表ROM，加法器AD2，电流控制补偿电路GF（S），和相位控制电路PHC。
单相环流式循环换流器C/C的构成包括：正向组变换器SSP，负向组变换器SSN，和DC电感器L01，L02，正向组和负向组变换器SSP和SSN是外换向的变换器，各具有六个桥形接线的晶闸管。输出电压VP和VN的控制是通过调整这些晶闸管的触发相角（firing）实现的。
高频电容器CAP是相位超前的电容器，它被连接在三相呈△形成或Y形连接中，并构成了循环换流器C/C的无功功率源。
DC电感线圈L01，L02具有抑制循环换流器C/C的流环波动的作用，并且在环流式循环换流器C/C中是不可缺少的，其中正向组和负向组变换器SSP，SSN同时被激励。高频变压器HF-T起到将正向组变换器SSP和负向变换器SSN电气绝缘的作用，以降低环流波动，并且它的存在可减小DC感应装置L01，L02的容量。
如果正向组和负向组变换器SSP，SSN的触发相角（滞后）分别为aP、aN，环流式循环换流器C/C控制相角aP，aN，使aN＝180-aP，结果，如果正向组和负向组变换器SSP，SSN的输出电压VP，VN取为正值，如图14的箭头所示方向，
VP＝k·VCAP·cos aP
VN＝-k·VCAP·cos aN＝VP
正向组变换器SSP和负向组变换器SSN的差压（VP-VN）施加到DC电感线圈L01，L02上。随着循环换流器C/C的输出电压VF。产生正向组变换器和负向组变换器SSP，SSN的输出电压VP和VN的平均值（VP+VN）/2，该输出电压VF＝（VP+VN）/2是正比于图14的相位控制电路PHC的输入电压即电压指令值eF＊
循环换流器C/C直接把施加到高频电容器CAP上的三相高频电压变换成单相可变电压。循环换流器C/C总是取一滞后电流，它利用高频电压实现自然的换流。所以从高频电源角度看，可认为循环换流器C/C是一种带滞后无功功率QCC的电感器LC。当循环换流器C/C的环流增加时，滞后的无功功率QCC也增加，感应装置LC的等效电感LCC减小，反之，当环流减小时，电感器LS的等效电感LCC增大。
高频电源由高频电容器CAP建立，它具有领先的无功功率，而循环换流器C/C取滞后的无功功率。如果高频电容器CAP的电容量取为CCAP，循环换流器C/C的等效电感取为LCC，所构成的谐振电路具有的谐振频率为：
fCAP＝1/{2·π（LCC·CCAP）1/2
由于高频电容器CAP的电容量CCAP是恒定的，这个高频电源的谐振频率可通过调节循环换流器C/C的环流加以调整。
实际上，环流的存在，使谐振频率fCAP与循环换流器C/C的相位控制电路PHC中使用的三相基准电压的频率一致，从而高频电源是自动建立的。它的工作原理已详细介绍在日本特许公开第sho.63-23591号（昭和年）中，这里不再描述。
图14中的DC有源滤波器DC-AF的补偿电流IF的指令值IF＊的确定方法和控制装置可参阅图10的相同说明，因此这里不再赘述。
下面将描述对作用到图14的高频电容器CAP上的三相电压的峰值VCAP的控制方法。
首先，由高频电压检测器PTH测出施加到高频电容器CAP上的电压，然后经整流电路REC整流后得到峰值VCAP。
接着，由比较器C2对电压检测值VCAP和电压指令值VCAP＊进行比较，得到差值εCAP＝VCAP＊-VCAP，差值εCAP由电压控制补偿电路GH（S）反相和放大（-KH倍）。电压控制补偿电路GH（S）的输出信号IAm＊经符号反相器AS1输入到乘法器ML3，在那里与一单位正弦波Sin（2ωt-θ）相乘，从而得到图9所示的电流向量IA的指令值IA＊。当主电路的PWM变换器CNV进行再生运行中，符号反相器AS1将此电流峰值IAm＊的符号反向。
加法器AD2将补偿电流指令值IF＊与电流指令值IA＊相加，得到新的补偿电流指令值IF′＊＝IF＊+IA＊，电流检测器CTF测出由DC有源滤波器DC-AF输出的补偿电流IF。比较器C1比较测出的补偿电流IF与新的补充电流指令值IF′＊，从而得到差值εF＝IF′＊-IF。
电流控制补偿电路GF（S）将差值εF＝IF′＊-IF倒相和放大（-KF倍），其结果输入到相位控制电路PHC，作为循环换流器C/C的电压指令值eF＊。循环换流器C/C产生正比于如上所述的电流指令值eF＊的电压VF。特别产生：
VF＝（VP+VN）/2
当IF′＊＞IF，差值作为正值，电压指令值eF＊为负值，所以，循环换流器C/C的输出电压VF也取负值，减小了补偿电流值IF。
反之，当IF＊＜IF，差值εF为负值，电压指令值eF＊取正值，所以，循环换流器C/C的输出电压也取正值，补偿电流增加，以此方式，控制补偿电流IF直到与指令值IF＊相等。
下面继续说明怎样取IF＝IF′＊
当VCAP＊＞VCAP，差值εCAP为正值，电流峰值IAm＊为负值，结果，图9（b）中的电流向量IA反转180°，由DC有源滤波器DC-AF产生的补偿电流IF′和电压VF′之间的相位角ΦF变得小于90°，结果，有功功率经循环换流器C/C馈入高频电容器CAP，高频电容器CAP内所存的电能增加，于是所加电压的峰值VCAP也增加。
在相反的情况下，当VCAP＊＜VCAP，差值εCAP为负值，电流峰值IAm＊为正值，结果，电流矢量IA沿图9（b）所示方向增加，由DC有源滤波器DC-AF产生的补偿电流IF′和电压VF′间的相角差ΦF变得大于90°。结果，有功功率经循环换流器C/C从高频电容器CAP放电，高频电容器CAP贮存的能量减小并且所加电压的峰值VCAP下降。
以此方式，实施控制过程使高频电容器CAP的电压VCAP与其指令值VCAP＊相等。
采用图14的第八个实施例，DC有源滤波器DC-AF可以采用具有自然换向的晶闸管构成，因而能够设置既高效又经济的电力变换系统。
上面对本发明的各实施例进行了基本介绍，其中电源电压Vs和输入电流Is是同相位（在牵引条件运行）或反相的（在再生运行条件）。
图15是本发明电力变换系统的PWM变换器CNV的交流侧的电压/电流向量图。这是在牵引运行条件工作的向量的一例，输入电流Is比电源电压Vs滞后一个相位角θ。
在这张图中，Vs是电源电压，Is是输入电流，Vc是PWM变换器的交流电压侧的电压，IP是输入电流Is的有功电流分量，IQ是输入电流Is的无功电流分量，ω是单相AC电源SUP的角频率，LS是AC电感线圈的电感量。
有功电流IP和无功电流IQ可用下式表示，相角用Φ表示。
IP＝Is·cosφ
IQ＝Is·sinφ
在AC电感线圈LS的两端上流过的输入电流Is产生jω·Ls·Is，因而由变换器CNV产生的电压Vc示于图15中。图16表示在这些条件下不同单元的电压、电流和功率波形。
如果我们取：
vS＝Vsm·sin（ωt）
is＝Ism·sin（ωt-φ）
及vc＝VCm·sin（ωt-φ），
而Ism＝（IPm2+IQm2）1/2
φ＝tan-1（IQ/IP）
VCm＝（VCP2+VCQ2）1/2
θ＝tan-1（VCQ/VCP）
其中VCP＝Vsm-ω·LS·IQm
和VCQ＝-ω·LS·IPm
PWM变换器CNV的AC侧的瞬态功率PC为：
PC＝vc·is
＝VCm·sin（ωt-θ）·Ism·sin（ωt-φ）
＝（VCm·Ism/2）·｛cos（θ-φ）-cos（2ωt-θ-φ）｝.
上述公式的首项是有功功率的平均值，并且等于由负载设备消耗的功率PL。所以，功率波动量△PC为：
△PC＝（-VCm·Ism/2）·cos（2ωt-θ-φ）
用DC电压Vd除这个功率波动量△PC，得到DC电流的波动量idc。这可如下表示：
idc＝（-VCm·Ism/2Vd）·cos（2ωt-θ-φ）....（A）
如果不存在DC有源滤波器DC-AF，DC电压Vd的波动量∧Vd为
△Vd＝（1/Cd）∫idc dt
＝｛-VCm·Ism/（2ω·Cd·Vd）}·sin（2ωt-θ-φ）
换句话说，DC电压Vd的波动量△Vd可以在DC有源滤波器取IF＝idc时变为零。
PWM变换器CNV以输入功率因数为1的情况运行时，DC有源滤波器DC-AF受控按下列表达式（B）使补偿电流IF等于DC电流的波动量idc。
在上面的公式（A）中，
idc＝（-VCm·Ism/2Vd）·cos（2ωt-θ-φ）......（A）
引入相角Φ＝0，得到公式（B）：
idc＝（-VCm·Ism/2Vd）·cos（2ωt-φ）........（B）
在这种情况下，如果DC有源滤波器DC-AF取补偿电流IF＝公式（B）的idc，DC电压Vd的波动量△Vd可达到零值。
图17是本发明电力变换系统的DC有源滤波器DC-AF的第九个实施例的电路图，该系统的输入功率因数CosΦ不等于1。在图中，DC有源滤波器DC-AF的主电路与图10所示电路相同。
关于DC有源滤波器DC-AF的控制装置与图10中的也一样，区别仅在于计算电路CAL和存储表ROM。
首先，计算电路CAL输入检测出的单相电源SUP的电压峰值VSm，输入电流峰值指令值ISm＊的有功分量IPm＊和无功分量IQm＊，和DC电压检测值Vd，并且计算图15中所示的相角θ，功率因数角Φ，及用下列公式计算补偿电流峰值指令值IFm＊
Ism＊＝(IPm*2+IQm*2)1/2
φ＝tan-1（IQm＊/IPm＊
VCp＝Vsm-ω·Ls·IQm＊
VCQ＝-ω·Ls·IPm＊
VCm＝（VCP2+VCQ2）1/2
θ＝tan-1（VCQ/VCP）
IFm＊＝Ism＊·VCm/（2·Vd）
补偿电流峰值指令值IFm＊经符号反相器AS2送入乘法器ML4，当PWM变换器CNV是牵引运行（IPm＊＞0），符号反相器AS2在输出前将输入的信号IFm＊的符号反向。当PWM变换器CNV进行再生运行时（IPm＊＜0），符号反相器AS2直接输出刚输入的信号IFm＊，并不变反向。
计算电路CAL这样算出的功率因数角Φ和相角θ输出到存储表ROM。
同时，计数器CNT被起动，其时钟频率为电源角频率ω的2n倍，并且输出其计数值θs＝2ωt到存储表ROM。存储表ROM计算相位角（θs-θ-Φ）作为相地址。存储表ROM在相地址处存储正弦波和余弦波值，并且相应于相角（θs-θ-Φ）输出一单位正弦Sin（2ωt-θ-Φ）和一单位余弦Cos（2ωt-θ-Φ）。
同时DC检测器ISOA测出DC电容器CA上的电压VA，并送入比较器C2，比较器C2将电压指令值VA＊与电压检测值VA比较，得到差值εA＝VA＊-VA，然后由电压控制补偿电路GA（S）倒相和放大（-KA倍），产生电流峰值指令值IAm＊。电流峰值指令值IAm＊经由符号反相器AS1送入乘法器ML3，当PWM变换器CNV是牵引运行（IPm＊＞0）状态，符号反相器AS1直接输出所输入的信号IAm＊，不必变号。当PWM变换器CNV处于再生运行状态（IPm＊＜0），符号反相器AS1将输入信号IAm＊变符号后输出。
乘法器ML3将来自存储表ROM的输出信号Sin（2ωt-θ-Φ）与电流峰值指令值IAm＊相乘，并输出下列电流指令值IA＊，即
IA＊＝IAm＊·sin（2ωt-θ-Φ）
同样，乘法器ML4将来自存储表ROM的输出信号Cos（2ωt-θ-Φ）与补偿电流峰值指令值-IFm＊相乘，并输出补偿电流指令值IF＊，即：
IF＊＝-IFm＊·Cos（2ωt-θ-Φ）
加法器AD2将补偿电流指令值IF＊和电流指令值IA＊相加，产生新的补偿电流指令值IF′＊
电流检测器CTF测出由DC有源滤波器DC-AF输出的补偿电流IF。比较器C1将补偿电流IF与新补偿电流指令值IF′＊比较，得到差值εF＝IF′＊-IF。由电流控制补偿电路GF（S）将差值εF倒相和放大（-KF倍），得到DC有源滤波器DC-AF的电压指令值eF＊，将其输入到PWM控制电路PWMC3中。
首先，假设VA＊＝VA，即IA＊＝0，现在描述DC有源滤波器DC-AF的工作过程。这里描述的目的是要控制补偿电流IF达到IF＝IF′＊
当PWM变换器CNV处于牵引运行（IPm＊＞0）状态，DC有源滤波器DC-AF的补偿电流IF处于如下控制下：
IF＝IF′＊＝IF＊
＝-IFm＊·cos（2ωt-θ-φ）
＝-Ism·VCm/（2·Vd）·cos（2ωt-θ-φ）
因此，补偿电流IF与PWM变换器CNV的DC侧上的波动电流idc相等，结果，使这个波动电流idc不能流入主滤波电容器Cd中，消除了DC电压Vd的波动。当输入电流Ism的值变化时，补偿电流IF也相应变化。结果，补偿电流IF和波动电流idc总是相等的，DC电压Vd的波动得以除去。
同样地，当PWM变换器CNV进行再生运行（IPm＊＜0）时，补偿电流指令值IF＊的符号没有经变号器AS2改变，DC有源滤波器DC-AF的补偿电流IF被控制变为：
IF＝IF′＊＝IF＊
＝IFm＊·cos（2ωt-θ-φ）
＝Ism·VCm/（2·Vd）·cos（2ωt-θ-φ）
由于在PWM变换器CNV的DC侧上的波动电流相位在再生运行状态被反向，同样可得到IF＝idc的抵消效果，并且主滤波电容器Cd上所加电压Vd的波动得以消除。
对DC有源滤波器DC-AF的DC电容器CA上所加电压VA的控制操作原理与图10有关的描述相同。但是，图9（b）中所示的向量图的基准轴可认为已变成：
-cos（2ωt-θ-Φ）
sin（2ωt-θ-Φ）
如上所述，采用本发明的电力变换系统，甚至当输入的功率因数不等于1时，DC电压Vd可保持恒定。包括DC滤波电容器CF的DC有源滤波器DC-AF吸收掉由单相电源SUP产生的功率波动，于是仅有PWM控制引起的谐波电流通过主滤波电容器Cd。因此，主滤波电容器Cd的电容量可大大减小。换言之，采用本发明的电力变换系统，通过将主滤波电容器Cd的电容量作得小于DC有源滤波器DC-AF的DC滤波电容器CF的电容量，可提供更加经济的系统。
决定DC有源滤波器DC-AF的电容量的因素是流入DC滤波电容器CF的补偿电流IF＝idc的值和波动电压△Vd的值。决定补偿电流IF值的因素是负载设备消耗的功率PL和DC电压Vd的平均值Vdo（几乎为常数），并且与DC滤波电容器CF的电容量无关。
如果本电力变换系统的运行环境为：输入功率因数CosΦ＝1，负载PL＝3000（kw），DC电压Vd＝2000（v），电源频率F＝ω/2π＝50（HZ），以及Cosθ＝0.9，补偿电流IF的峰值IFm表示为：IFm＝VCm ISm/（2Vdo）＝1.666（A）。施加到DC滤波电容器CF两端的电压波动量峰值△VCFm由于补偿电流IFm的影响为△VCFm＝IFm（2ω CF）＝265.2（V）。DC有源滤波器DC-AF的单相PWM逆变器VSI的容量（有效值）为221（KVA）。这个容量约占负载容量PL＝3000（kw）的7.4（%）。因此，只需提供小容量的DC有源滤波器DC-AF，可以消除DC电压Vd的波动量，并且能够为负载装置提供稳定的恒定电压，即用DC电压Vd构成DC电源。
图18表示在DC有源滤波器DC-AF中单相PWM逆变器WVSI的重量WVSI和DC滤波电容器CF的重量WCF的曲线，它们根据DC滤波电容器CF的电容量被标准化，重量WCF随DC滤波电容器的电容量增加正比地增大，而重量WVSI则与DC滤波电容器的电容量成反比关系。例如，在电动机车内总重量是最重要的一个因素，可以通过对DC滤波电容器CF电容量的选择，使所述重量（WCF+WVSI）取得最小值。
在当前运营的Tokaido Shinkansen铁路的情况下，在电力变换系统（PWM变换器+PWM逆变器）中，对于输出容量约为3000（kw），设置主滤波电容器的Cd的电容量约为0.02（F）。主滤波电容Cd代表了整个电力变换系统的相当大比例，它是使电力变换系统体积和重量增加的因素。而且这种现有技术的电力变换系统的直流电压Vd的波动量△Vdm＝132.6（V），使DC电压Vd在1867.4（V）和2132.6（V）之间变化。结果，PWM变换器CNV和PWM变频器INV的利用率下降到1867.4（V）/2132.6（V）＝0.876。换句话说，PWM变换器CNV和PWM变换器INV必须是1/0.876＝1.142倍或更大。
采用本发明的电力变换系统，我们假设主滤波电容器Cd的电容量为0.001（F）和DC有源滤波器DC-AF的DC滤波电容器CF的电容量为0.005（F）。结果跨在DC滤波电容器CF两端的电压波动量峰值△VCFm为△VCFm＝IFm/（2ω CF）＝512.4（V），而DC滤波器DC-AF的单相PWM逆变器VSI的容量（有效值）为442（KVA）。这只是电力变换系统的整个输出容量3000（kw）的14.7（%）。换句话说，DC有源滤波器DC-AF设有与现有技术的电力变换系统增加的容量相同的容量的单相PWM逆变器VSI，这个容量是DC电压波动所需要的，DC滤波电容器CF和滤波电容器Cd的总容量可以减小到原来的0.3（＝（0.005+0.001）/0.02）＝6/20）。
下面说明采用本发明的电力变换系统所取得的效果。
（1）由单相AC电源的波动引起的DC电压的波动可排除，可增加电力变换系统的利用率。
（2）逆变器输出电流的差拍现象可消除，这一现象是由PWM变频驱动的感应电动机带来的问题，因而可显著降低电机的振动和噪声。
（3）DC滤波电容器的电容量可大大减小，因而使整个电力变换系统的尺寸和重量缩小。
显然，在上述指导的启发下，可以对本发明进行多种改型和变化，这些改进应理解为属于所属权利要求的范围内，本发明的内涵远不止上面所描述的具体内容。