预失真器及失真补偿方法 【技术领域】
本发明的实施方式涉及执行功率放大器的失真补偿的预失真器及失真补偿方法。
背景技术
用于无线电通信的功率放大器需要具有高的功率效率。然而，通常，功率放大器的线性和功率效率却具有相互冲突的特性。为了获得线性和功率效率之间的平衡，已经提出了各种失真补偿方法。
作为上述失真补偿方法中的一种，已经知道了预失真器。预失真器是这样的方法：通过相对于功率放大器的输入信号预先添加放大器的失真特性的逆特性，来获得在功率放大器的输出中没有失真的期望信号。此外，已经提出了各种方法作为补偿功率放大器的非线性失真(振幅失真和相位失真)和被称为存储效应的滞后的预失真器(例如，参见日本特开平9‑69733号公报和日本特开2000‑78037号公报)。
图1示出了传统预失真器的示例的结构图。在图1中，将发送数据I和Q提供给端子1。将发送数据I和Q提供给乘法器2、地址生成单元3和减法器4。
基于发送数据I和Q的振幅和相位的增大，地址生成单元3生成失真补偿系数生成单元5的地址(一维地址和二维地址)。从失真补偿系数生成单元5按照这些地址读出失真补偿系数，然后提供给乘法器2。
乘法器2执行发送数据I和Q与失真补偿系数的复数乘法。乘法器2的输出由DA转换器6转换为模拟信号，然后提供给正交调制器7以进行正交调制。从正交调制器7输出的无线电频率正交调制信号由功率放大器8进行功率放大，然后通过定向耦合器9从端子10输出。
无线电频率正交调制信号中的一些信号被从定向耦合器9取出，然后 由频率转换器12频率转换为中频(IF)信号。AD转换器13将IF信号转换为数字信号，然后提供给正交解调器14。正交解调器14对数字IF信号执行正交解调。解调后的数据I和Q被提供给减法器4和系数更新单元15。
减法器4计算来自端子1的发送数据I和Q与解调后的数据I和Q之间的差(误差)，然后将该差提供给系数更新单元15。在端子1和减法器4之间存在延迟单元(未示出)。延迟单元执行发送数据I和Q与解调后的数据I和Q之间的时间调整。
系数更新单元15基于上述差、从失真补偿系数生成单元5读出的失真补偿系数、以及解调后的数据I和Q计算更新后的失真补偿系数。接下来，将通过把更新后的失真补偿系数与从失真补偿系数生成单元5读出的失真补偿系数相加得到的新的失真补偿系数提供给失真补偿系数生成单元5。由此，更新了失真补偿系数生成单元5的失真补偿系数。
图2和图3示出了传统预失真器中的地址生成单元3的示例的结构图。在图2中，功率计算单元3a基于发送数据I和Q计算功率值。减法器3c获得从功率计算单元3a输出的功率值和由一时钟延迟单元(oneclock delay unit)3b对该功率值进行延迟所得到的功率值之间的差分功率。输出该功率值作为一维地址，而输出差分功率作为二维地址。
在图3中，功率计算单元3a基于发送数据I和Q计算功率值。微分/积分电路单元3d计算从功率计算单元3a输出的功率值的微分值或积分值。输出功率值作为一维地址，而输出微分值或积分值作为二维地址。
图4示出了传统预失真器的另一示例的结构图。在图4中，将发送数据I和Q提供给端子21。将发送数据I和Q提供给乘法器22、延迟单元23、减法器24和级数方式失真补偿单元25。延迟单元23将发送数据I和Q延迟指定的时间，以将发送数据I和Q作为延迟数据提供给级数方式失真补偿单元25。
级数方式失真补偿单元25通过基于发送数据I和Q以及延迟数据利用Volterra(沃尔泰拉)级数或其它级数生成失真补偿系数，然后将该失真补偿系数提供给乘法器22。
乘法器22执行发送数据I和Q与失真补偿系数的复数乘法。DA转换器26将乘法器22的输出转换为模拟信号，然后提供给正交调制器27以进行正交调制。从正交调制器27输出的无线电频率正交调制信号由功率放大器28进行功率放大，然后通过定向耦合器29从端子30输出。
无线电频率正交调制信号中的一些信号被从定向耦合器29中取出，然后由频率转换器32频率转换为IF信号。AD转换器33将IF信号转换为数字信号，然后提供给正交解调器34。正交解调器34对数字IF信号执行正交解调。解调后的数据I和Q被提供给减法器24和系数更新单元35。
减法器24计算来自端子21的发送数据I和Q与解调后的数据I和Q之间的差，然后将该差提供给系数更新单元35。在端子21和减法器24之间存在延迟单元（未示出）。延迟单元执行在发送数据I和Q与解调后的数据I和Q之间的时间调整。
系数更新单元35基于上述差、由级数方式失真补偿单元25生成的失真补偿系数、以及解调后的数据I和Q计算更新后的失真补偿系数。接下来，将通过把更新后的失真补偿系数、由级数方式失真补偿单元25生成的失真补偿系数和从级数方式失真补偿单元25输出的失真补偿系数相加得到的新的失真补偿系数提供给级数方式失真补偿单元25。由此，更新了级数方式失真补偿单元25的失真补偿系数。
功率放大器的滞后是当前信号受到之前信号影响的现象。滞后的影响度可以不同。对于传统预失真器，在依据滞后的影响度生成延迟信号的情况下的延迟量是固定的并且并没有使延迟量变化的思想。正因为如此，一直存在功率放大器的滞后性没有被充分补偿的问题。
发明内容 因此，本文所讨论的实施方式的一个方面的目的是提供一种可以充分补偿功率放大器的滞后的预失真器和失真补偿方法。
根据本文所讨论的实施方式的一个方面，一种预失真器包括：失真补偿单元，该失真补偿单元预先对要输入功率放大器的发送信号赋予所述功率放大器的输入输出特性的逆特性；失真补偿信号生成单元，该失真补偿信号生成单元基于作为发送信号的抽样数据的发送数据和延迟后的发送数据生成体现出了所述逆特性的失真补偿信号据；以及延迟量控 制单元，该延迟量控制单元根据所述功率放大器的输出信号控制所述发送数据的延迟量，其中，延迟量控制单元根据功率放大器的输出信号中低频侧的邻信道泄漏功率比和高频侧的邻信道泄漏功率比之间的差，来控制延迟后的发送数据的延迟量。
附图说明 图1为传统预失真器的示例的结构图；
图2为传统地址生成单元的示例的结构图；
图3为传统地址生成单元的另一示例的结构图；
图4为传统预失真器的另一示例的结构图；
图5为预失真器的第一实施方式的结构图；
图6为示出了发送信号的频率功率谱的图；
图7为示出了延迟时间ΔT和ACLR之间的关系的图；
图8为用于获取延迟时间ΔT和ACLR之间的关系的处理的实施方式的流程图；
图9为示出了发送信号的另一频率功率谱的图；
图10为示出了ACLR差和延迟时间ΔT之间的关系的图；
图11为预失真器的第三实施方式的结构图；
图12为预失真器的第四实施方式的结构图；
图13为示出了延迟时间ΔT和误差之间的关系的图；
图14为预失真器的第五实施方式的结构图；
图15为示出了延迟差和延迟时间ΔT之间的关系的图；
图16为预失真器的第六实施方式的结构图；
图17为横向滤波器的实施方式的结构图；以及
图18A、图18B和图18C为示出了图17所示的横向滤波器的操作的图。
具体实施方式 将基于附图进行以下实施方式的描述。
（第一实施方式）
图5为预失真器的第一实施方式的结构图。在图5中，将作为发送信号的抽样数据的发送数据I和Q提供给端子41。将发送数据I和Q提供给乘法器42、地址生成单元43和减法器44。
地址生成单元43包括功率计算单元43a、可变延迟单元43b和减法器43c。功率计算单元43a基于发送数据I和Q计算功率值。减法器43c计算从功率计算单元43a输出的功率值和通过可变延迟单元43b对该功率值进行延迟得到的功率值之间的差分功率。输出该功率值作为一维地址，而输出差分功率作为二维地址。可变延迟单元43b根据从ACLR测量控制单元60提供的控制信号改变延迟时间ΔT。
从地址生成单元43输出的地址(一维地址和二维地址)提供给失真补偿系数生成单元45。失真补偿系数生成单元45基于上述的地址从二维查找表LUT中读出失真补偿系数，然后将失真补偿系数提供给乘法器42。
乘法器42执行发送数据I和Q与失真补偿系数的复数乘法。失真补偿系数表示对于要输入功率放大器的发送信号的失真补偿信号的示例，该失真补偿信号体现出了功率放大器48的放大器中的输入输出特性的逆特性。乘法器42的输出由DA转换器46转换为模拟信号，然后提供给正交调制器47以进行正交调制。从正交调制器47输出的无线电频率正交调制信号由功率放大器48进行功率放大，然后通过定向耦合器49从端子50输出。
无线电频率正交调制信号中的一些信号被从定向耦合器49中取出，然后由频率转换器52频率转换为IF信号。AD转换器53将IF信号转换为数字信号，然后提供给正交解调器54。正交解调器54对数字IF信号执行正交解调。解调后的数据I和Q提供给减法器44、系数更新单元55和ACLR测量控制单元60。
ACLR测量控制单元60获得邻信道泄漏功率比(ACLR：AdjacentChannel Leakage Power Ratio)，该ACLR是通过利用快速傅立叶变换(FFT)或其它变换基于解调后的数据I和Q测量的，然后ACLR测量控制单元60以使ACLR具有期望值的方式变化地控制可变延迟单元43b的延迟时间ΔT。图6示出了发送信号的频率功率谱。ACLR被表示为发送信号频带的功率和相邻频带的功率之间的差。
减法器44计算发送数据I和Q与解调后的数据I和Q之间的差(误差)，然后将该差提供给系数更新单元55。在端子41和减法器44之间存在延迟单元(未示出)。该延迟单元执行发送数据I和Q与解调后的数据I和Q之间的时间调整。
系数更新单元55基于上述差、从失真补偿系数生成单元45读出的失真补偿系数、以及解调后的数据I和Q获得更新后的失真补偿系数。接下来，将通过把更新后的失真补偿系数和从失真补偿系数生成单元45读出的失真补偿系数相加得到的新的失真补偿系数提供给失真补偿系数生成单元45。由此，更新了失真补偿系数生成单元45的失真补偿系数。
如图7中的实线所示，延迟时间ΔT和基于解调后的数据I和Q测得的ACLR之间的关系表示ACLR在最佳延迟值处具有期望的值[dB]。值随着远离最佳延迟值而远离ACLR最佳值[dB]。在图7中ACLR是用负值来表示的。对于图7所示的图中的纵轴，向下的方向表示ACLR增大的方向。通常，ACLR越大，则特性越好。
(获得延迟时间ΔT和ACLR之间的关系的处理)
图8示出了由ACLR测量控制单元60执行的用于获得延迟时间ΔT和ACLR之间的关系的处理的实施方式的流程图。在步骤S1，例如将微小的延迟量τ设置为初始条件，并且将延迟时间ΔT设置为0。在步骤S2，将可变延迟单元43b的延迟时间ΔT的值设置为ΔT1。在步骤S3，系数更新单元55更新失真补偿系数。在步骤S4，测量ACLR并保持该ACLR作为ACLR1。
在步骤S5，将可变延迟单元43b的延迟时间ΔT增大微小延迟量τ。可变延迟单元43b的延迟时间ΔT的值设置为ΔT2。在步骤S6，系数更新单元55更新失真补偿系数。在步骤S7，更新ACLR并保持该ACLR，作为ACLR2。
在步骤S8，将ACLR1的值和ACLR2的值进行比较。如果ACLR1大于ACLR2，ACLR增大并接近最佳延迟值。这样在步骤S9，将ΔT2的值设置为可变延迟单元43b的延迟时间ΔT。处理前进到步骤S2，并重复步骤S2至步骤S8。
在另一方面，在步骤S8，如果ACLR1小于或等于ACLR2，则处理前进到步骤S10。在步骤S10，将ΔT1的值设置为可变延迟单元43b的延迟时间ΔT。在步骤S11，将可变延迟单元43b的延迟时间ΔT的值设置为ΔT1。在步骤S12，系数更新单元55更新失真补偿系数。在步骤S13，测量ACLR并保持该ACLR，以作为ACLR1。
在步骤S14，将可变延迟单元43b的延迟时间ΔT减小微小延迟量τ。并且，将可变延迟单元43b的延迟时间ΔT的值设置为ΔT2。在步骤S15，系数更新单元55更新失真补偿系数。在步骤S16，测量ACLR并保持该ACLR，以作为ACLR2。
在步骤S17，将ACLR1的值和ACLR2的值进行比较。如果ACLR1小于或等于ACLR2，则由于ACLR降低并远离最佳延迟值所以在步骤S18将ΔT2的值设置为延迟时间ΔT。然后，处理前进到步骤S11。然后重复步骤S11至步骤S17。
在另一方面，在步骤S17，如果ACLR1大于ACLR2，则处理前进到步骤S19。在步骤S19，将ΔT1的值设置为可变延迟单元43b的延迟时间ΔT，并且处理结束。
通过执行图8所示的处理，获得了图7中实线所表示的关系。ACLR测量控制单元60将图7中所示的最佳延迟值设置给可变延迟单元43b作为延迟时间ΔT。
可以在出厂时、在功率应用时、在发送信号功率改变时、或者在环境温度改变时等执行图8所示的处理。此外，可以以指定的时间间隔执行该处理。
如上所述，通过在更新失真补偿系数时调整延迟时间ΔT，可以获得ACLR具有期望值的点。ACLR具有期望值的点处于失真补偿最佳状态。因此，通过将此刻的延迟时间ΔT设置给可变延迟单元43b作为最佳值，可以充分地补偿功率放大器48的滞后。
第一实施方式利用地址生成单元43和失真补偿系数生成单元45作为失真补偿信号生成单元的示例，并利用ACLR测量控制单元60和可变延迟单元43b作为延迟量控制单元的示例。
(第二实施方式)
如果滞后很大，则如图9所示发送信号的频率功率谱是非对称的。也就是说，相对于低频率侧的ACLR值y1[dB]，高频率侧的ACLR值y2[dB]增大了。这样，ACLR的差(y1‑y2)表示了滞后的影响度。
因此，图5所示的预失真器的ACLR测量控制单元60计算ACLR的差(y1‑y2)。根据图10中的实线所示的关系，ACLR测量控制单元60获得对应于ACLR的差(y1‑y2)的延迟时间ΔT并变化地控制可变延迟单元43b的延迟时间ΔT。为了获得上述的ACLR的差(y1‑y2)，乘法器42允许发送数据I和Q通过而不对发送数据I和Q的失真进行补偿。这种结构将在下面描述。
因此，可以充分地补偿功率放大器48的滞后。在第二实施方式中，不需要图8所示的处理。
(第三实施方式)
图11示出了预失真器的第三实施方式的结构图。在图11中，与图5中相同的部分采用相同的附图标记来表示。在该第三实施方式中，采用了级数方式失真补偿单元62。
在图11中，将发送数据I和Q提供给端子41。将发送数据I和Q提供给乘法器42、减法器44、可变延迟单元61以及级数方式失真补偿单元62。
可变延迟单元61根据从ACLR测量控制单元60提供的控制信号改变延迟时间ΔT。可变延迟单元61把发送数据I和Q延迟了延迟时间ΔT，然后将发送数据I和Q作为延迟数据提供给级数方式失真补偿单元62。
级数方式失真补偿单元62通过基于发送数据I和Q利用Volterra级数或其它级数生成失真补偿系数，然后将失真补偿系数提供给乘法器42。
乘法器42执行发送数据I和Q与失真补偿系数的复数乘法。乘法器42的输出被DA转换器46转换为模拟信号，然后提供给正交调制器47以进行正交调制。从正交调制器47输出的无线电频率正交调制信号由功率放大器48进行功率放大，然后通过定向耦合器49从端子50输出。
无线电频率正交调制信号中的一些信号被从定向耦合器49中取出，然后由频率转换器52转换为IF信号。AD转换器53将IF信号转换为数 字信号，然后提供给正交解调器54。正交解调器54对数字IF信号执行正交解调。解调后的数据I和Q提供给减法器44、系数更新单元63和ACLR测量控制单元60。
ACLR测量控制单元60获得通过利用FFT或其它变换基于解调后的数据I和Q测量的ACLR，然后以ACLR具有期望值(最大值的ACLR)的方式变化地控制可变延迟单元43b的延迟时间ΔT。
减法器44获得来自端子41的发送数据I和Q与解调后的数据I和Q之间的差(误差)，然后将该差提供给系数更新单元63。在端子41和减法器44之间存在延迟单元(未示出)。该延迟单元执行发送数据I和Q与解调后的数据I和Q之间的时间调整。
系数更新单元63基于上述差、由级数方式失真补偿单元62生成的失真补偿系数、以及解调后的数据I和Q获得更新后的失真补偿系数。接下来，将通过把更新后的失真补偿系数、由级数方式失真补偿单元62生成的失真补偿系数和将要从级数方式失真补偿单元62输出的失真补偿系数相加得到的新的失真补偿系数提供给级数方式失真补偿单元62。由此，更新了级数方式失真补偿单元62的失真补偿系数。
在第三实施方式中，通过以与第一实施方式中相同的方式执行图8所示的处理，在更新失真补偿系数的同时调整延迟时间ΔT以获得图7中的实线所表示的ACLR具有期望值的点。ACLR具有期望值的点处于失真补偿最佳状态。因此，通过将此刻的延迟时间ΔT设置给可变延迟单元61作为最佳值，可以充分地补偿功率放大器48的滞后。
在当前实施方式中，可变延迟单元61和级数方式失真补偿单元62用作失真补偿信号生成单元的示例，而ACLR测量控制单元60和可变延迟单元61用作延迟量控制单元的示例。
(第四实施方式)
图12示出了预失真器的第四实施方式的结构图。在图12中，与图5中相同的部分采用相同的附图标记来表示。在该第四实施方式中，提供了误差测量控制单元70。
在图12中，将发送数据I和Q提供给端子41。将发送数据I和Q 提供给乘法器42、地址生成单元43和减法器44。
地址生成单元43包括功率计算单元43a、可变延迟单元43b和减法器43c。功率计算单元43a根据发送数据I和Q计算功率值。减法器43c获得从功率计算单元43a输出的功率值和被可变延迟单元43b延迟后的功率值之间的差分功率。输出该功率值作为一维地址，而输出差分功率作为二维地址。可变延迟单元43b根据从误差测量控制单元70提供的控制信号改变延迟时间ΔT。
从地址生成单元43输出的地址(一维地址和二维地址)被提供给失真补偿系数生成单元45。失真补偿系数生成单元45从二维LUT中根据上述地址读出失真补偿系数，然后将失真补偿系数提供给乘法器42。
乘法器42执行发送数据I和Q与失真补偿系数的复数乘法。乘法器42的输出由DA转换器46转换为模拟信号，然后提供给正交调制器47以进行正交调制。从正交调制器47输出的无线电频率正交调制信号由功率放大器48进行功率放大，然后通过定向耦合器49从端子50输出。
无线电频率正交调制信号中的一些信号被从定向耦合器49取出，然后由频率转换器52转换为IF信号。AD转换器53将IF信号转换为数字信号然后提供给正交解调器54。正交解调器54对数字IF信号执行正交解调。解调后的数据I和Q提供给减法器44、系数更新单元55和误差测量控制单元70。
减法器44获得来自端子41的发送数据I和Q与解调后的数据I和Q之间的差(误差)，然后将该差提供给系数更新单元55和误差测量控制单元70。在端子41和减法器44之间存在延迟单元(未示出)。延迟单元执行发送数据I和Q与解调后的数据I和Q之间的时间调整。
误差测量控制单元70变化地控制可变延迟单元43b的延迟时间ΔT以使误差最小化，即，使发送数据I和Q与解调后的数据I和Q之间的差最小化。
系数更新单元55基于上述差、从失真补偿系数生成单元45读出的失真补偿系数、以及解调后的数据I和Q获得更新后的失真补偿系数。将通过把更新后的失真补偿系数和从失真补偿系数生成单元45读出的失 真补偿系数相加得到的新的失真补偿系数提供给失真补偿系数生成单元45。由此，更新了失真补偿系数生成单元45的失真补偿系数。
延迟时间ΔT和基于解调后的数据I和Q测量的误差之间的关系表示了最佳延迟值具有误差最小值，并且该值随着远离最佳延迟值而远离误差最小值。
通过以“误差”代替“ACLR”执行图8所示的处理，误差测量控制单元70在如图13所示更新失真补偿系数时调整延迟时间ΔT以获得误差最小的点。误差最小的点处于最佳失真补偿状态。因此，通过将此刻的延迟时间ΔT设置给可变延迟单元43b作为最佳值，可以充分地补偿功率放大器48的滞后。
在第四实施方式中，地址生成单元43和失真补偿系数生成单元45用作失真补偿信号生成单元的示例，误差测量控制单元70和可变延迟单元43b用作延迟量控制单元的示例。
(第五实施方式)
图14示出了预失真器的第五实施方式的结构图。在图14中，与图5中相同的部分采用相同的附图标记来表示。在该第五实施方式中，采用了延迟量测量控制单元73。
在图14中，将发送数据I和Q提供给端子41。将发送数据I和Q提供给乘法器42、地址生成单元43和减法器44。
地址生成单元43包括功率计算单元43a、可变延迟单元43b和减法器43c。功率计算单元43a基于发送数据I和Q计算功率值。减法器43c获得从功率计算单元43a输出的功率值和通过可变延迟单元43b对该功率值进行延迟而获得的功率值之间的差分功率。输出该功率值作为一维地址，而输出差分功率作为二维地址。可变延迟单元43b根据从延迟量测量控制单元73提供的控制信号来改变延迟时间ΔT。
从地址生成单元43输出的地址(一维地址和二维地址)被提供给失真补偿系数生成单元45。失真补偿系数生成单元45从二维LUT中基于上述地址读出失真补偿系数。
由失真补偿系数生成单元45生成的失真补偿系数被提供给选择器 71。从系数生成单元72输出的固定系数“1+j0”被提供给选择器71。选择器71在延迟量测量控制单元73的控制下选择来自失真补偿系数生成单元45的失真补偿系数或来自系数生成单元72的固定系数“1+j0”，然后将所选择的系数提供给乘法器42。
乘法器42执行发送数据I和Q与失真补偿系数的复数乘法。当固定的系数“1+j0”提供给乘法器42时，乘法器42允许来自端子41的发送数据I和Q通过而不补偿失真。
乘法器42的输出由DA转换器46转换为模拟信号，然后提供给正交调制器47以进行正交调制。从正交调制器47输出的无线电频率正交调制信号由功率放大器48进行功率放大，然后通过定向耦合器49从端子50输出。
无线电频率正交调制信号中的一些信号被从定向耦合器49取出，然后由频率转换器52转换为IF信号。AD转换器53将IF信号转换为数字信号，然后提供给正交解调器54。正交解调器54对数字IF信号执行正交解调。解调后的数据I和Q提供给减法器44、系数更新单元55和延迟量测量控制单元73。
减法器44获得发送数据I和Q与解调后的数据I和Q之间的差(误差)，然后将该差提供给系数更新单元55。在端子41和减法器44之间存在延迟单元(未示出)。延迟单元执行发送数据I和Q与解调后的数据I和Q之间的时间调整。
系数更新单元55基于上述差、从失真补偿系数生成单元45读出的失真补偿系数、以及解调后的数据I和Q获得更新后的失真补偿系数。接下来，将通过把更新后的失真补偿系数和从失真补偿系数生成单元45读出的失真补偿系数相加得到的新的失真补偿系数提供给失真补偿系数生成单元45。由此，更新了失真补偿系数生成单元45的失真补偿系数。
延迟量测量控制单元73允许选择单元71选择固定系数“1+j0”，并进入不执行失真补偿的状态。在这种状态下，延迟量测量控制单元73测量来自正交解调器54的解调后的数据I和Q相对于来自端子41的发送数据I和Q的延迟量Doff。延迟量Doff表示滞后未被补偿。也就是说，由于滞后的影响产生了延迟量的不同。
接下来，延迟量测量控制单元73通过允许选择器71选择来自失真补偿系数生成单元45的失真补偿系数来执行失真补偿。在这种状态下，延迟量测量控制单元73测量来自正交解调器54的解调后的数据I和Q相对于来自端子41的发送数据I和Q的延迟量Don。
延迟量测量控制单元73计算延迟差(Doff‑Don)，获得与延迟差(Doff‑Don)相对应的延迟时间ΔT，并变化地控制可变延迟单元43b的延迟时间ΔT。
在第五实施方式中，地址生成单元43和失真补偿系数生成单元45用作失真补偿信号生成单元的示例，而延迟量测量控制单元73和可变延迟单元43b用作延迟量控制单元的示例。
(第六实施方式)
图16示出了预失真器的第六实施方式的结构图。在图16中，与图5中相同的部分采用相同的附图标记来表示。在该第六实施方式中，采用了地址生成单元80。
在图16中，将发送数据I和Q提供给端子41。将发送数据I和Q提供给乘法器42、地址生成单元80和减法器44。
地址生成单元80包括功率计算单元80a、横向滤波器80b和减法器80c。功率计算单元80a基于发送数据I和Q计算功率值。减法器80c获得从功率计算单元80a输出的功率值和该功率值的由横向滤波器80b积分得到的积分值之间的差分功率。输出该功率值作为一维地址，而输出差分功率作为二维地址。横向滤波器80b根据从ACLR测量控制单元60提供的控制信号改变延迟时间ΔT。
图17示出了具有5个抽头的横向滤波器的实施方式的结构图。在图17中，横向滤波器包括单位延迟元件91‑1至91‑4、乘法器92‑1至92‑5和加法器93。
在各乘法器92‑1至92‑5中，端子90的输出和各个单位延迟元件91‑1至91‑4的输出分别与从ACLR测量控制单元60提供的抽头系数C0至C4相乘。然后，加法器93获得乘法器92‑1至92‑5的输出的总和然后将该总和从端子94输出。
通过设置如图18A所示的抽头系数C0至C4，从端子94输出通过对输入信号延迟2个抽样(一个抽样＝1/Fs)得到的信号。Fs为抽样频率。通过设置如图18B所示的抽头系数C0至C4，输出通过对输入信号延迟1.5个抽样得到的信号。通过设置如图18C所示的抽头系数C0至C4，输出通过对输入信号延迟2.5个抽样得到的信号。
在图18A至图18C的示例中，采用了Sinc函数。如果抽头长度短，则可以通过利用将Sinc函数乘以窗函数所得到的函数来生成抽头系数。
从地址生成单元43输出的地址(一维地址和二维地址)被提供给失真补偿系数生成单元45。失真补偿系数生成单元45从二维LUT中按照上述地址读出失真补偿系数，然后将失真补偿系数提供给乘法器42。
乘法器42执行发送数据I和Q与失真补偿系数的复数乘法。乘法器42的输出被DA转换器46转换为模拟信号然后提供给正交调制器47以进行正交调制。从正交调制器47输出的无线电频率正交调制信号由功率放大器48进行功率放大，然后通过定向耦合器49从端子50输出。
无线电频率正交调制信号中的一些信号被从定向耦合器49中取出，然后由频率转换器52转换为IF信号。AD转换器53将IF信号转换为数字信号，然后提供给正交解调器54。正交解调器54对数字IF信号执行正交解调。解调后的数据I和Q提供给减法器44、系数更新单元55和ACLR测量控制单元60。
ACLR测量控制单元60获得通过利用FFT或其它变换基于解调后的数据I和Q测量的ACLR，然后以ACLR具有期望值(最大值的ACLR)的方式变化地控制横向滤波器80b的延迟时间ΔT。
减法器44获得来自端子41的发送数据I和Q与解调后的数据I和Q之间的差(误差)，然后将该差提供给系数更新单元55。在端子41和减法器44之间存在延迟单元(未示出)。延迟单元执行发送数据I和Q与解调后的数据I和Q之间的时间调整。
系数更新单元55基于上述差、从失真补偿系数生成单元45读出的失真补偿系数、以及解调后的数据I和Q获得更新后的失真补偿系数。接下来，将通过把更新后的失真补偿系数、和从失真补偿系数生成单元 45读出的失真补偿系数相加得到的新的失真补偿系数提供给失真补偿系数生成单元45。由此，更新了失真补偿系数生成单元45的失真补偿系数。
如上，通过利用横向滤波器80b，由于延迟时间ΔT可以设置为比数字电路的抽样间隔小的间隔，即，可以高精度地设置延迟时间ΔT，所以可以提高滞后的补偿性能。
在第六实施方式中，地址生成单元80和失真补偿系数生成单元45用作失真补偿信号生成单元的示例，而ACLR测量控制单元60和横向滤波器80b用作延迟量控制单元的示例。
根据上述的实施方式，可以高精度地执行滞后补偿，由此提高了失真补偿性能。可以通过在操作时通过自动调整功能使性能跟随滞后的变化，来保持失真补偿性能。根据上述实施方式，可以充分补偿功率放大器的滞后。此外，可以减少在出厂时调整所需的工时数。
如同第三实施方式一样，在第二、第四、第五和第六实施方式中，可以通过利用级数方式失真补偿单元来计算失真补偿系数。并且，如同第六实施方式一样，在第二实施方式至第五实施方式中，可以使用利用了横向滤波器的地址生成单元。
各个上述实施方式具有这样的结构，在发送侧的正交调制器47执行单一转换，以及在再现侧的频率转换器52和正交解调器54进行双重转换。但是，在这种情况下，可以执行单一转换或双重转换。并且，正交调制器47和正交解调器54可以数字地或模拟地执行调制或解调。
根据上述实施方式，可以降低在转发多种通信方法的无线信号的无线电中继设备中寄生波(sneak wave)的影响。
此处引用的所有示例和条件性语言意在用于教导性目的以帮助读者理解本方面的原理和发明人为促进技术的进步而贡献的概念，并且将被解释为不限制于这些具体引用的示例和条件，说明书中这些示例的组织也不涉及展示本方面的优点和缺点。尽管已经详细描述了本发明的实施方式，但应当理解，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，在此可以作出各种改变、替换和替代。