功率放大器、功率放大方法和无线电通信装置 (1)技术领域
本发明涉及放大高频功率的功率放大器、功率放大方法，以及使用该功率放大器的无线电通信装置。
(2)背景技术
为了尺寸缩减和功率节省，要求用于便携式电话机终端和基站的功率放大器具有高功率和高效率的特性。尤其是，当处理诸如W-CDMA信号之类的宽带传输信号时，功率放大器具有宽带宽和小失真是必要的。
然而，通常把其载波受调制波调制的已调波的频谱分布于近似于调制波的频率的频带中。当把具有这样频谱的已调波的频率的信号输入到功率放大器时，由于用于功率放大器的诸如FET(场效应晶体管)之类的放大元件的非线性性，除了互调失真分量之外还产生了出现在所述已调波的不同频率分量的信号之间的差的频率处的二阶互调失真分量。
而且，如上所述，为了提供高功率特性，把并联布置于多触点结构的FET或并联组合以增加选通脉冲宽度的多重FET用作功率放大器的放大元件。
在这样的功率放大器中，当FET的输出端上的已调波的调制波的频率处的阻抗高到一定程度，就引起了出现在所述已调波的不同频率分量的信号之间的差的频率处的二阶互调失真分量。所述二阶互调失真分量的频率被分布于调制波的频率的邻近频率之中，并且所述二阶互调失真分量再次与FET漏极处的经放大的信号混频，使互调失真更差。这指示出没有有效地使用FET的线性性。
图10示出了失真特性极佳的常规功率放大器1113。图10的功率放大器1113包括输入端子1101、匹配电路1102、1106和1110、FET1103、电感器1104和1109、电容器1105和1108、四分之一波长带状线1107、输出端子1111以及偏置供电电源端子1112。
匹配电路1102是将所述输入端子1101的阻抗匹配到FET1103的漏极上的阻抗的电路。
电感器1104和电容器1105是在已调波的频率处串联谐振电路。假设所述已调波的频率是例如1GHz，而已调波的调制波的频率是例如20MHz。
匹配电路1106是将FET 1103的输出端上的阻抗匹配到匹配电路1110的一侧上的阻抗的电路。
全波短路电路1107是对已调波的频率的谐波(如带状线)短路的电路。
电容器1108、电感器1109以及偏置电源1112构成了向FET 1103的栅极提供偏置电压的偏置轭流电路。
匹配电路1110是将匹配电路1106的一侧上的阻抗匹配到输出端子1111一侧上的阻抗的电路。
接着将描述常规功率放大器的操作。
如上所述，由于用已调波的的调制波(20MHz)调制所述已调波(1GHz)的频率的信号，就把所述已调波的频率的信号的频率分布到例如离开1GHz邻近频率大约±20MHz的频带中。
当输入到所述输入端子1101时，所述已调波的频率的信号通过所述匹配电路1102使其阻抗得到匹配，并且将该信号输入到所述FET 1103的栅极。通过由偏置供电端子1112、电容器1108和电感器1109构成的偏置轭流电路向所述FET1103的漏极提供偏置电压。
因此，由FET 1103将输入到所述FET 1103的栅极的已调波的频率的信号功率放大，并从所述FET 1103的漏极输出，作为经放大的信号。由于所述FET 1103的非线性性，所述经放大的信号还包括出现在所述已调波的不同频率分量的信号之间的差的频率处的二阶互调失真分量。所述二阶互调失真分量分布于所述调制波(20MHz)的频率的邻近频率中。
设置由电感器1104和电容器1105所构成的谐振电路的常数，使得所述谐振电路在所述调制波的频率的邻近频率中串联谐振。因此，它的阻抗在所述调制波的频率(20MHz)处是短路的，而在所述已调波的频率(1GHz)处是高的。
因此，由于由所述电感器1104和所述电容器1105所构成的谐振电路将包括于经放大的分量中的所述二阶互调失真分量短路，就在所述FET 1103的漏极端上降低了根据所述调制波的频率而变化的信号分量的电压。因此，减少了上述问题，即所述二阶互调失真分量与漏极处的经放大的信号混频，使互调失真更差。
如上所述，从所述FET 1103输出的经放大的信号通过电感器1104和电容器1105使其二阶互调失真分量变得平滑，并且用所述匹配电路1106使其阻抗得到匹配。由所述已调波的高阶谐波(具有大约2GHz和不少于2GHz频谱的信号)将由所述全波短路电路1107和电容器1108所构成的电路短路。因此，由所述全波短路电路1107和电容器1108所构成的电路使包含于从所述匹配电路1106输出的经放大的信号中的已调波的高阶谐波短路。使其高阶谐波如此缩减的经放大的信号通过所述匹配电路1110使其阻抗得到匹配，并且从所述输出端子1111将其输出。
如上所述，用于诸如W-CDMA之类的通信模式的功率放大器具有宽频带和小失真是有必要的。为了实现这个目的，如上所述，尤其重要的是，放大元件的输出端上的电路部分在调制波(20MHz)的频率处的阻抗比所述放大元件的输出端在已调波的频率(1GHz)处的阻抗低。
而且，如果在除了参考图10而描述的常规功率放大器1113所使用的结构之外的结构中，能降低输出端上的电路部分的阻抗，则将相应地提高设计的自由程度。
也就是说，在不同于常规功率放大器的结构的结构中，能在调制波的频率处降低放大元件的输出端上的电路部分的阻抗的情况中要求功率放大器。
而且，虽然在参考图10而描述的常规功率放大器1113中，使在所述调制波(20MHz)的频率处的阻抗接近于由电感器1104和电容器1105所构成的谐振器造成的短路，实际上，由于在电感器1104和电容器1105处在所述调制波的频率处引起了一些损耗，产生调制波的频率处的理想短路是困难的。为了降低损耗，有必要增加电感器1104和电容器1105的物理尺寸，并且这增加了功率放大器的尺寸。
也就是说，所述放大元件的输出端上的电路部分的阻抗在所述调制波的频率处较低是困难的，并且因此更有效地使用所述放大元件的线性性是困难的。
在诸如W-CDMA之类的通信模式之前的无线电通信系统中，由于用于通信的频带较窄，不会产生这样的问题。然而，在近来的诸如W-CDMA系统之类的宽带系统中，它是日益重要的问题。
(3)发明内容
鉴于上述问题，本发明的一个目的是提供一种功率放大器、功率放大方法和一种无线电通信装置，所述功率放大器和能够在不同于常规功率放大器的结构的结构中在调制波的频率处降低放大元件的输出端上的电路部分的阻抗。
本发明的另一目的是提供一种功率放大器、功率放大方法和一种无线电通信装置，所述功率放大器能够使放大元件的输出端上的电路部分的阻抗在调制波的频率处较低，并能够更有效地使用所述放大元件的线性性。
本发明的第1发明是一种功率放大器，包括：
分离电路，它将已调波的频率的信号分离成2个；
第1放大元件，使其输入连接到所述分离电路的一个输出；
第2放大元件，使其输入连接到所述分离电路的另一输出；
组合电路，将所述第1放大元件的输出与所述第2放大元件的输出组合，以输出组合信号；
第1滤波器，使其一端连接到所述第1放大元件的输出，所述第1滤波器不允许已调波的频率的信号通过，而允许已调波的频率的信号的调制波的频带的信号通过；
第2滤波器，使其一端连接到所述第2放大元件的输出，所述第2滤波器不允许已调波的频率的信号通过，而允许已调波的频率的信号的调制波的频带的信号通过；以及
倒相电路，把它连接于所述第1滤波器的另一端和所述第2滤波器的另一端之间，所述倒相电路允许调制波的频带的信号通过，而将调制波的频率的信号的相位反转。
根据第1发明，本发明的第2发明是一种功率放大器，其中所述倒相电路包括电感器和电容器。
根据第2发明，本发明的第3发明是一种功率放大器，其中所述倒相电路包括：
电感器，使其一端连接到所述第1滤波器的另一端，而使其另一端连接到所述第2滤波器的另一端；
第1电容器，使其一端连接到所述电感器的一端，而使其另一端接地；以及
第2电容器，使其一端连接到所述电感器的另一端，而使其另一端接地，以及
其中所述倒相电路的一端是所述电感器的一端，而所述倒相电路的另一端是所述电感器的另一端。
根据第1发明，本发明的第4发明是一种功率放大器，其中进一步包括偏置轭流电路，把它连接所述第1滤波器、所述第2滤波器和所述倒相电路的至少一个，所述偏置轭流电路提供偏置电压。
根据第2发明，本发明的第5发明是一种功率放大器，其中所述倒相电路包括：
第1电感器；
第2电感器；
第1电容器；
第2电容器；以及
第3电容器，
其中所述第1电感器使其一端连接到所述第1滤波器的另一端，而使其另一端连接到所述第2电感器的一端，所述第2电感器使其另一端连接到所述第2滤波器的另一端，所述第1电容器使其一端连接到所述第1电感器的一端，而使其另一端接地，所述第2电容器使其一端连接到所述第1电感器的另一端，而使其另一端接地，以及所述第3电容器使其一端连接到所述第2电感器的另一端，而使其另一端接地，以及
其中所述倒相电路的一端是所述第1电感器的一端，而所述倒相电路的另一端是所述第2电感器的另一端。
根据第5发明，本发明的第6发明是一种功率放大器，其中所述倒相电路包括：
第4电感器，使其一端连接到偏置电源，而使其另一端连接到所述第1电感器的另一端；以及
第4电容器，把它连接到所述第4电感器的一端，而使其另一端接地。
本发明的第7发明是一种功率放大器，包括：
分离电路，它将已调波的频率的信号分离成至少2个；
第1放大元件，使其输入连接到所述分离电路的一个输出；
第2放大元件，使其输入连接到所述分离电路的另一输出；
第1滤波器，使其一端连接到所述第1放大元件的输出，所述第1滤波器不允许已调波的频率的信号通过，而允许已调波的调制波的频带的信号通过；
第2滤波器，使其一端连接到所述第2放大元件的输出，所述第2滤波器不允许已调波的频率的信号通过，而允许调制波的频带的信号通过；以及
倒相放大器，使其输出连接到所述第1滤波器的另一端，而使其输入连接到所述第2滤波器的另一端，所述倒相放大器将调制波的频带的信号放大，而将调制波的频带的信号的相位反转，
其中至少把所述第1放大元件的所述输出输出到外面。
本发明的第8发明是一种功率放大器，包括：
分离电路，它将已调波的频率的信号分离成N个(N是不小于3的整数)；
(N-1)个第1放大元件，使它们的输入连接到所述分离电路的N个输出中的(N-1)个输出；
第2放大元件，使其输入连接到除了所述分离电路的(N-1)个输出之外的所述分离电路的一个输出；
第1滤波器，使其一端连接到(N-1)分离电路的输入，该电路将其输入分离成(N-1)个并使它们的输出连接到所述(N-1)个第1放大元件的输出，所述第1滤波器不允许已调波的频率的信号通过，而允许已调波的调制波的频带的信号通过；
第2滤波器，使其一端连接到所述放大元件的输出，所述第2滤波器不允许已调波的频率的信号通过，而允许调制波的频带的信号通过；
倒相放大器，使其输入连接到所述第2滤波器的另一端，而使其输出连接到所述第1滤波器的另一端，所述倒相放大器将调制波的频带的信号放大，而将调制波的频带的信号的相位反转；以及
组合电路，至少组合所述(N-1)个第1放大元件的输出，以输出组合信号。
本发明的第9发明是一种功率放大器，包括：
分离电路，它将已调波的频率的信号分离成N个(N是不小于3的整数)；
(N-1)个第1放大元件，使它们的输入连接到所述分离电路的N个输出中的(N-1)个输出；
第2放大元件，使其输入连接到除了所述分离电路的(N-1)个输出之外的所述分离电路的一个输出；
(N-1)个第1滤波器，使它们的一端连接到所述(N-1)个第1放大元件的输出，所述第1滤波器不允许已调波的频率的信号通过，而允许已调波的调制波的频带的信号通过；
第2滤波器，使其一端连接到所述第2放大元件的输出，所述第2滤波器不允许已调波的频率的信号通过，而允许调制波的频带的信号通过；
倒相放大器，使其输入连接到所述第2滤波器的另一端，所述倒相放大器将调制波的频带的信号放大，而将调制波的频带的信号的相位反转；以及
组合电路，至少组合所述(N-1)个第1放大元件的输出，以输出组合信号，
其中把所述(N-1)个第1滤波器的所述其它端连接到(N-1)个(N-1)分离电路的输出，所述分离电路将其输入分离成(N-1)并连接到所述倒相放大器的一个输出。
本发明的第10发明是一种功率放大器，包括：
分离电路，它将已调波的频率的信号分离成N个(N是不小于3的整数)；
(N-1)个第1放大元件，使它们的输入连接到所述分离电路的N个输出中的(N-1)个输出；
第2放大元件，使其输入连接到除了所述分离电路的(N-1)个输出之外的所述分离电路的一个输出；
(N-1)个第1滤波器，使它们的一端连接到所述(N-1)个第1放大元件的输出，所述第1滤波器不允许已调波的频率的信号通过，而允许已调波的调制波的频带的信号通过；
第2滤波器，使其一端连接到所述第2放大元件的输出，所述第2滤波器不允许已调波的频率的信号通过，而允许调制波的频带的信号通过；以及
(N-1)个倒相放大器，使它们的输出连接到所述(N-1)个第1滤波器的另端，而使它们的输入连接到(N-1)分离电路的(N-1)个输出，所述分离电路将其输入分成(N-1)个并且使它们的输入连接到所述第2滤波器的另一端，所述倒相放大器将调制波的频带的信号放大，而将调制波的频带的信号的相位反转；以及
组合电路，至少组合所述(N-1)个第1放大元件的输出，以输出组合信号。
本发明的第11发明是一种功率放大器，包括：
分离电路，它将已调波的频率的信号分离成N个(N是不小于3的整数)；
(N-1)个第1放大元件，使它们的输入连接到所述分离电路的N个输出中的(N-1)个输出；
第2放大元件，使其输入连接到除了所述分离电路的(N-1)个输出之外的所述分离电路的一个输出；
(N-1)个第1滤波器，使它们的一端连接到所述(N-1)个第1放大元件的输出，所述第1滤波器不允许已调波的频率的信号通过，而允许已调波的调制波的频带的信号通过；
(N-1)个倒相放大器，使它们的输出连接到所述(N-1)个第1滤波器的另端，所述倒相放大器将调制波的频带的信号放大，而将调制波的频带的信号的相位反转；
(N-1)个第2滤波器，使其一端连接到所述(N-1)个倒相放大器的输入，而使其另一端连接到(N-1)分离电路的(N-1)个输出，所述分离电路将其输入分离成(N-1)个并被连接到所述第2放大元件的输出，所述第2滤波器不允许已调波的频率的信号通过，而允许调制波的频带的信号通过；以及
组合电路，至少组合所述(N-1)个第1放大元件的输出，以输出组合信号。
根据本发明的第7至第11任一发明，本发明的第12发明是一种功率放大器，其中所述第2放大元件的所述输出是端接的。
根据本发明的第12发明，本发明的第13发明是一种功率放大器，其中所述第2放大元件的所述输出是端接的，意味着把终接电阻器连接到所述第2放大元件的输出，或者意味着把包括电容器和/或电感器的终接负载连接到所述第2放大元件的输出。
根据本发明的第7至第11任一发明，本发明的第14发明是一种功率放大器，其中所述第2放大元件在放大元件尺寸上小于所述第1放大元件。
根据本发明的第1至第6和第8至第11中任一发明，本发明的第15发明是一种包括多个功率放大器的功率放大器，其中用一个公用元件替代所述功率放大器的所述分离电路，而输入相同的已调波的频率的信号，以及
用一个公用元件替代所述功率放大器的所述组合电路，并输出由信号组合产生的一个输出信号。
本发明的第16发明是一种功率放大器，包括：
多个根据权利要求7的功率放大器；以及
组合电路，通过信号组合产生要输出到所述功率放大器的外面的输出，并输出所述输出，
其中用一个公用元件替代所述功率放大器的所述分离电路，并且输入相同的已调波的频率的信号。
本发明的第17发明是一种具有多层介电基底的功率放大器，其中在所述介电基底上形成根据根据第1至第11发明的任一发明的功率放大器。
根据本发明的第17发明，本发明的第18发明是一种功率放大器，其中所述多层介电基底包括：
置于其上的半导体基底；
置于所述半导体基底之下的多层介电基底。
根据本发明的第18发明，本发明的第19发明是一种功率放大器，其中包括内部匹配基底，在其中配置所述多层介电基底。
根据第1至第11发明的任一发明，本发明的第20发明是一种功率放大器，其中所述已调波的频率的信号的频率不超过所述调制波的频带的信号的频带1000倍。
根据第1至第11发明的任一发明，本发明的第21发明是一种功率放大器，其中所述第1滤波器和所述第2滤波器允许调制波的频率的信号的谐波分量通过。
本发明的第22发明是一种具有至少一个输出发射波的发射电路的无线电通信装置，其中所述发射电路使用根据权利要求1至11的任一项的功率放大器。
本发明的第23发明是一种功率放大方法，包括以下步骤：
分离步骤，它将已调波的频率的信号分离成2个；
第1放大步骤，使其输入连接到所述分离步骤的一个输出，并将其输入放大；
第2放大步骤，使其输入连接到所述分离步骤的另一输出，并将其输入放大；
组合步骤，将所述第1放大步骤的输出与所述第2放大步骤的输出组合，以输出组合信号；
第1滤波步骤，使其一端连接到所述第1放大步骤的输出，所述第1滤波步骤不允许已调波的频率的信号通过，而允许已调波的频率的信号的调制波的频带的信号通过；
第2滤波步骤，使其一端连接到所述第2放大步骤的输出，所述第2滤波步骤不允许已调波的频率的信号通过，而允许已调波的频率的信号的调制波的频带的信号通过；
倒相步骤，把它连接于所述第1滤波步骤的另一端和所述第2滤波步骤的另一端之间，所述倒相步骤允许调制波的频带的信号通过，而将调制波的频率的信号的相位反转。
本发明的第24发明是一种功率放大方法，包括以下步骤：
分离步骤，它将已调波的频率的信号分离成至少2个；
第1放大步骤，使其输入连接到所述分离步骤的一个输出，并将其输入放大；
第2放大步骤，使其输入连接到所述分离步骤的另一输出，并将其输入放大；
第1滤波步骤，使其一端连接到所述第1放大步骤的输出，所述第1滤波步骤不允许已调波的频率的信号通过，而允许已调波的调制波的频带的信号通过；
第2滤波步骤，使其一端连接到所述第2放大步骤的输出，所述第2滤波步骤不允许已调波的频率的信号通过，而允许调制波的频带的信号通过；以及
倒相放大步骤，使其输出连接到所述第1滤波步骤的另一端，而使其输入连接到所述第2滤波步骤的另一端，所述倒相放大步骤将调制波的频带的信号放大，而将调制波的频带的信号的相位反转，
其中至少把所述第1放大步骤的所述输出输出到外面。
本发明的第25发明是一种功率放大方法，包括以下步骤：
分离步骤，它将已调波的频率的信号分离成N个(N是不小于3的整数)；
(N-1)个第1放大步骤，使它们的输入连接到所述分离步骤的N个输出中的(N-1)个输出，并将它们的输入放大；
第2放大步骤，使其输入连接到除了所述分离步骤的(N-1)个输出之外的所述分离电路的一个输出，并将它们的输入放大；
第1滤波步骤，使其一端连接到(N-1)分离步骤的输入，将其输入分离成(N-1)个并使它们的输出连接到所述(N-1)个第1放大步骤的输出，所述第1滤波器不允许已调波的频率的信号通过，而允许已调波的调制波的频带的信号通过；
第2滤波步骤，使其一端连接到所述放大步骤的输出，所述第2滤波步骤不允许已调波的频率的信号通过，而允许调制波的频带的信号通过；
倒相放大步骤，使其输入连接到所述第2滤波步骤的另一端，而使其输出连接到所述第1滤波步骤的另一端，所述倒相放大步骤将调制波的频带的信号放大，而将调制波的频带的信号的相位反转；以及
组合步骤，至少组合所述(N-1)个第1放大步骤的输出，以输出组合信号。
本发明的第26发明是一种功率放大方法，包括以下步骤：
分离步骤，它将已调波的频率的信号分离成N个(N是不小于3的整数)；
(N-1)个第1放大步骤，使它们的输入连接到分离电路的N个输出中的(N-1)个输出，并将它们的输入放大；
第2放大步骤，使其输入连接到除了所述分离步骤的(N-1)个输出之外的所述分离步骤的一个输出，并将其输入放大；
(N-1)个第1滤波步骤，使它们的一端连接到所述(N-1)个第1放大步骤的输出，所述第1滤波步骤不允许已调波的频率的信号通过，而允许已调波的调制波的频带的信号通过；
第2滤波步骤，使其一端连接到所述第2放大步骤的输出，所述第2滤波步骤不允许已调波的频率的信号通过，而允许调制波的频带的信号通过；
倒相放大步骤，使其输入连接到所述第2滤波步骤的另一端，所述倒相放大步骤将调制波的频带的信号放大，而将调制波的频带的信号的相位反转；以及
组合步骤，至少组合所述(N-1)个第1放大步骤的输出，以输出组合信号，
其中把所述(N-1)个第1滤波步骤的所述其它端连接到(N-1)个(N-1)分离步骤的输出，所述分离步骤将其输入分离成(N-1)并被连接到所述倒相放大步骤的一个输出。
本发明的第27发明是一种功率放大方法，包括以下步骤：
分离步骤，它将已调波的频率的信号分离成N个(N是不小于3的整数)；
(N-1)个第1放大步骤，使它们的输入连接到所述分离步骤的N个输出中的(N-1)个输出，并将它们的输入放大；
第2放大步骤，使其输入连接到除了所述分离电路的(N-1)个输出之外的所述分离电路的一个输出，并将其输入放大；
(N-1)个第1滤波步骤，使它们的一端连接到所述(N-1)个第1放大步骤的输出，所述第1滤波步骤不允许已调波的频率的信号通过，而允许已调波的调制波的频带的信号通过；
第2滤波步骤，使其一端连接到所述第2放大步骤的输出，所述第2滤波步骤不允许已调波的频率的信号通过，而允许调制波的频带的信号通过；以及
(N-1)个倒相放大步骤，使它们的输出连接到所述(N-1)个第1滤波步骤的另端，而使它们的输入连接到(N-1)分离步骤的(N-1)个输出，所述分离步骤将其输入分成(N-1)个并且使它们的输入连接到所述第2滤波器的另一端，所述倒相放大步骤将调制波的频带的信号放大，而将调制波的频带的信号的相位反转；以及
组合步骤，至少组合所述(N-1)个第1放大步骤的输出，以输出组合信号。
本发明的第28发明是一种功率放大方法，包括以下步骤：
分离步骤，它将已调波的频率的信号分离成N个(N是不小于3的整数)；
(N-1)个第1放大步骤，使它们的输入连接到所述分离步骤的N个输出中的(N-1)个输出，并将它们的输入放大；
第2放大步骤，使其输入连接到除了所述分离步骤的(N-1)个输出之外的所述分离步骤的一个输出，并将其输入放大；
(N-1)个第1滤波步骤，使它们的一端连接到所述(N-1)个第1放大步骤的输出，所述第1滤波步骤不允许已调波的频率的信号通过，而允许已调波的调制波的频带的信号通过；
(N-1)个倒相放大步骤，使它们的输出连接到所述(N-1)个第1滤波步骤的另端，所述倒相放大步骤将调制波的频带的信号放大，而将调制波的频带的信号的相位反转；
(N-1)个第2滤波步骤，使其一端连接到所述(N-1)个倒相放大步骤的输入，而使其另一端连接到(N-1)分离步骤的(N-1)个输出，所述分离步骤将其输入分离成(N-1)个并被连接到所述第2放大步骤的输出，所述第2滤波步骤不允许已调波的频率的信号通过，而允许调制波的频带的信号通过；以及
组合步骤，至少组合所述(N-1)个第1放大步骤的输出，以输出组合信号。
(4)附图说明
图1是示出根据本发明的第1实施例的功率放大器的结构的视图；
图2是示出根据本发明的第1实施例的功率放大器的差频倒相电路和全波短路/偏置轭流电路部分的详细结构的视图；
图3是示出根据本发明的第1实施例的功率放大器的所述差频倒相电路和所述全波短路/偏置轭流电路部分的详细结构的视图；
图4是示出根据本发明的第2实施例的功率放大器的结构的视图；
图5是示出在多层介电基底中形成根据本发明的第1实施例的功率放大器的例子的视图；
图6是示出在置于半导体基底上的介电层上形成根据本发明的第1实施例的功率放大器的例子的视图；
图7是示出在高频陶瓷封装中包含根据本发明的第1实施例的功率放大器的例子的视图；
图8是示出在多层介电基底中形成根据本发明的第2实施例的功率放大器的例子的视图；
图9是示出本发明的第1和第2实施例中的无线电电路的结构的视图；以及
图10是示出失真特性极佳的常规功率放大器的结构的视图。
[参考数字说明]
1 振荡器
2 振荡器
3 调制器
4 混频器
5 功率放大器
6 双工器
7 天线
21 输入端子
22 匹配电路/分离电路
23a FET
23b FET
24a 全波短路/偏置轭流电路
24b 全波短路/偏置轭流电路
25a 电容器
25b 电容器
26 差频倒相电路
27a 电容器
27b 电容器
28 组合电路/匹配电路
29 输出端子
41 匹配电路/分离电路
42a FET
42b FET
42c FET
45a 倒相放大器
45b 倒相放大器
(5)具体实施方式
下文中将描述本发明的实施例。
[第1实施例]
图1示出了根据本发明的第1实施例的功率放大器61的结构。
例如，把图1的功率放大器61作为图9所示的无线电电路63的功率放大器5而使用。
首先，将简要地描述图9的无线电电路63。
所述无线电电路63包括振荡器1和2、调制器3、混频器4和9、功率放大器5、低噪声放大器8、双工器6以及天线7。
调制器3是用由未说明的基带部分产生的基带I信号和基带Q信号来调制从振荡器1输出的信号的正交调制器。在下面给出的描述中，将把基带I信号和基带Q信号的频率称为调制波的频率，并假设调制波的频率是例如20MHz。
混频器4是将由调制器3调制的信号与从振荡器2输出的信号混频成传输频率的信号的电路。
在下面给出的描述中，将把传输频率称为已调波频率，并假设所述已调波的频率是例如1GHz。而且，和现有技术中一样，把所述已调波的频率的信号的频率分布于离开1GHz的邻近频率大约±20MHz的频带中，所述20MHz是调制频率。
功率放大器5是放大传输频率的信号，即放大所述已调波的频率的信号，并向双工器6输出经放大的信号的电路。
双工器6是将经放大的信号送往天线7，并将由所述天线7接收的接收信号送往低噪声放大器8的电路。
低噪声放大器8是放大从所述双工器6输出的接收信号的电路。
混频器9是将从低噪声放大器8输出的信号与从振荡器2输出的信号混频成中频信号的电路。
滤波器10是减少中频的信号的多余频率分量的电路。
解调器11是将所述中频的信号与从振荡器1输出的信号组合，从而恢复所述基带I信号和基带Q信号的正交解调器。
上述的无线电电路63用于使用诸如W-CDMA之类的通信模式的便携式电话机终端，以及用作所述便携式电话机终端的基站的无线电电路。通过把图1的功率放大器61作为所述无线电电路63的功率放大器5使用，可以把无线电电路63实现成在宽频带上失真特性极佳，并且仅消耗小量功率。将描述作为所述无线电电路63的功率放大器5而使用的图1的功率放大器61。
在图1中，把匹配电路/分离电路22的输入连接到功率放大器61的输入端子21，而把FET 23a的栅极和FET 23b的栅极连接到所述匹配电路/分离电路22的两个输出。通过用于阻断直流的电容器27a把FET 23a的漏极连接到组合电路/匹配电路28的一个输入，而通过用于阻断直流的电容器27b把FET23b的漏极连接到组合电路/匹配电路28的另一个输入。把所述组合电路/匹配电路28的输出连接到输出端子29。
把所述FET 23a和FET 23b的源极都接地。把全波短路/偏置轭流电路24a的一端连接到所述FET 23a的漏极。类似地，把全波短路/偏置轭流电路24b的一端连接到所述FET 24a的漏极。
在所述全波短路/偏置轭流电路24a的另一端和所述全波短路/偏置轭流电路24b的另一端之间，连接了差频倒相电路26。把用于旁路全波的电容器25a的一端连接到所述差频倒相电路26的一端，而把所述电容器25a的另一端接地。类似地，把用于旁路全波的电容器25b的一端连接到所述差频倒相电路26的另一端，而把所述电容器25b的另一端接地。
输入端子21是一端子，把已调波的频率的信号(该信号是输入信号)输入到该端子。输出端子29是一端子，从该端子输出经放大的信号(该信号是输出信号)。
匹配电路/分离电路22是使输入端子上的阻抗与FET 23a和23b的栅极上的阻抗的每一个相匹配，以及将从所述输入端子21输入的已调波的频率的信号分成两个，并将分离信号输入到FET 23a和23b的栅极的电路。
所述FET 23a和FET 23b是将输入到它们的栅极的已调波的频率的信号的功率放大的放大元件。
全波短路/偏置轭流电路24a是具有不允许已调波的频率的信号(大约1GHz的频率的信号)通过而允许调制波的频率的信号(大约20MHz的频率的信号)通过的滤波器功能、使阻抗在所述已调波的频率的高阶谐波的频率处短路的功能、以及向所述FET 23a的漏极提供偏置电压的偏置轭流电路的功能的电路。
类似地，全波短路/偏置轭流电路24b是具有不允许已调波的频率的信号(大约1GHz的频率的信号)通过而允许调制波的频率的信号(大约20MHz的频率的信号)通过的滤波器功能、使阻抗在所述已调波的频率的高阶谐波的频率处短路的功能、以及向所述FET 23a的漏极提供偏置电压的偏置轭流电路的功能的电路。
差频倒相电路26是这样的一种电路，即当在其中通过调制波的频率的信号时，反转所述调制波的频率的信号的相位。
组合电路/匹配电路28是使电容器27a和27b的一侧上的阻抗的每一个与输出端子29的一侧上的阻抗相匹配，以及将已通过所述电容器27a的经放大的信号与已通过所述电容器27b的经放大的信号相组合，并向所述输出端子29输出该组合信号的电路。
图2示出了全波短路/偏置轭流电路24a、全波短路/偏置轭流电路24b和差频倒相电路26部分的详细结构。
也就是，所述差频倒相电路26包括电容器31和32，以及电感器30。把电感器30的一端连接到全波短路/偏置轭流电路24a的另一端，而把电感器30的另一端连接到全波短路/偏置轭流电路24b的另一端。把电容器31的一端连接到电感器30的一端，而把所述电容器31的另一端接地。把电容器32的一端连接到电感器30的另一端，而把所述电容器32的另一端接地。调整所述电容器31和32的电容，以及所述电感器30的电感，使得将已通过所述差频倒相电路26的调制波(20MHz)的频率的信号的相位反转180度。
所述全波短路/偏置轭流电路24a和24b的每一个具有这样的结构，使得把未说明的偏置电源端子的输出端连接到具有已调波的频率的1/4波长长度的带状线，并且把所述偏置电源端子的输入端连接到提供直流偏置的偏置电源端子。
接着，将描述如上所构造的本实施例的操作。
现在假设把已调波的频率的信号输入到输入端子21。如上所述，该信号是1GHz的频率的信号，其中频率分布于大约调制波的频率(20MHz)的频带中。
通过匹配电路/分离电路22，把输入到所述输入端子21的已调波的频率的信号分成两个，并把所述已调波的频率的这两个分离信号输入到FET 23a的栅极和FET 24b的栅极。此时，所述匹配电路/分离电路22使输入端子21一侧的阻抗匹配到所述FET 23a和FET 23b的栅极端上的阻抗的每一个。
从全波短路/偏置轭流电路24a向所述FET 23a的漏极提供直流偏置。由所述FET 23a将输出到所述FET 23a的栅极的已调波的频率的信号放大，并将其输出到FET 23a的漏极。
同样地，从全波短路/偏置轭流电路24b向所述FET 23b的漏极提供直流偏置。由所述FET 23b将输出到所述FET 23b的栅极的已调波的频率的信号放大，并将其输出到FET 23b的漏极。
虽然所述FET 23a和所述FET 23b具有线形特性，但是在高效操作中非线性特性是显著的。由于所述非线性特性，经放大的信号包括失真分量，所述经放大的信号是由所述FET 23a放大的已调波的频率的信号。该失真分量的例子包括已调波的频率的信号的高阶谐波的失真分量(不少于约2GHz的频率的失真分量)、在已调波的频率的邻近频率中的频率处出现的3阶互调失真分量(在16Hz的邻近频率中出现的失真分量)以及具有要放大的已调波的频率的信号的不同频率分量之间的差的频率的2阶互调失真分量(大约20MHz的频率的失真分量)。
所述全波短路/偏置轭流电路24a允许2阶互调失真分量，也就是说允许在其中通过调制波的频率的信号，并使高阶谐波的频率的信号短路以便将其完全反射。而且，由于在所述已调波的频率处阻抗高，所述全波短路/偏置轭流电路24a不允许在其中通过已调波的频率的信号。因此，当从FET 23a的漏极输出也包括这样的失真分量的经放大的信号时，对于放大器信号，把二阶互调失真分量输入到所述全波短路/偏置轭流电路24a一端，并且调制波的频率的信号通过所述全波短路/偏置轭流电路24a。另一方面，把所述调制波的频率的信号输入到所述差频倒相电路26。
对于经放大的信号，已调波的频率的信号不通过所述全波短路/偏置轭流电路24a，并且通过电容器27a把该信号输出到所述组合电路/匹配电路28的一个输入。
已通过所述全波短路/偏置轭流电路24a的调制波的频率的信号，由通过所述差频倒相电路26使其相位反转180度。也就是说，预先调整所述差频倒相电路26的电容器31和32的电容以及电感器30的电感，使得把已通过所述差频倒相电路26的调制波的频率的相位反转180度。已通过所述差频倒相电路26的调制波的频率的信号进一步通过全波短路/偏置轭流电路24b，以到达FET 23b的漏极端。调制波的频率的这个信号的相位和作为包括于所述由FET23b放大的并输出到所述FET 23b的漏极端的经放大的分量中的二阶互调失真分量的调制波的频率的信号的相位彼此相差180度。因此，调制波的频率的这两的信号在所述FET 23b的漏极端互相抵消。因此，在所述FET 23b的漏极端处，既然所述调制波的频率的信号彼此抵消，由于作为二阶互调失真分量的调制波的频率的信号与已调波的频率的信号在所述FET 23b的漏极处混频，可防止互调失真恶化。
同样地，在所述FET 23b处的经放大的信号通过所述全波倒相电路26使其相位反转180度，并到达所述FET 23a的漏极端。由于调制波的频率的这个信号的相位与作为包括于从所述FET 23a的漏极端输出的经放大的信号中的二阶互调失真分量的调制频率的信号的相位相差180度，调制波的频率的这两个信号在所述FET 23a的漏极处彼此抵消。因此，在FET 23a处，和在所述FET 23b处一样，由于调制波的频率的信号与已调波的频率的信号在漏极处混频，可防止互调失真恶化。
而且，对于从FET 23b输出的经放大的信号，已调波的频率的信号不通过所述全波短路/偏置轭流电路24b，并通过电容器27b把该信号输出到所述组合电路/匹配电路28的另一输入。
所述组合电路/匹配电路28将输入到所述两个输入的调制波的信号彼此组合，并将组合的信号输出到输出端子29。此时，所述组合电路/匹配电路28将所述电容器27a和27b的一侧上的阻抗的每一个匹配到输出端子29的一侧上的阻抗。
从所述输出端子29输出经如此放大的已调波的信号。
虽然在本发明中，如图2所示地构造了所述差频倒相电路26和全波短路/偏置轭流电路24a和24b，但是所述结构不限于此，并可如图3所示。
图3示出了一种结构，在其中使用全波短路电路64a和64b而代替所述全波短路/偏置轭流电路24a和24b，使用差频倒相电路66代替差波倒相电路26，以及把偏置轭流电路连接到所述差频倒相电路66。
在图3中，所述全波短路电路64a和64b每一个是具有在已调波的频率处1/4波长长度的带状线。所述差频倒相电路66包括电感器33和34，以及电容器35、36和37。把电感器33的一端连接到全波短路电路64a的另一端，把电感器33的另一端连接到电感器34的一端，并且把电感器34的另一端连接到全波短路电路64b的另一端。把电容器35的一端连接到电感器33的一端，而把电容器35的另一端接地。把电容器36的一端连接到电感器33的另一端，而把电容器36的另一端接地。把电容器37的一端连接到电感器34的另一端，而把电容器37的另一端接地。
预先调整所述电感器33和34的电感，以及所述电容器35、36和37的电容，使得和在所述差频倒相电路26的情况中一样，当调制波的频率的信号通过差频倒相电路66时，把该信号的相位反转了180度。
偏置轭流电路具有这样的结构，使得把电感器38的一端和电容器39的一端连接到偏置电源端子40，把所述电容器39的另一端接地，以及把所述电感器38的另一端连接到所述电感器33的另一端。
当使用图3中所示的电路来代替图2中所示的电路时，可以向FET 23a和FET 23b提供直流偏置，并且还可以将通过所述差频倒相电路66的调制波的频率的信号的相位反转180度。因此，获得了与当使用图2的电路时所获得的相同的效果。
如上所述，在本发明的功率放大器61中，既然在所述FET 23a和FET 23b的每一个的漏极端处，调制波的频率的信号彼此抵消，由于调制波的频率的信号与已调波的频率的信号在所述漏极处混频，可防止互调失真恶化。
图5示出了在包括层叠的介电基底71至76的介电叠片中形成的本实施例的功率放大器61的例子。
在介电基底71上，形成下面的元件：匹配电路/分离电路22；FET 23a和23b；以片状电容器形成的电容器27a和27b；以及组合电路/匹配电路28。
在置于所述介电基底71之下的介电基底72上，形成了屏蔽电极。在置于所述介电基底72之下的介电基底73上，形成了所述全波短路/偏置轭流电路24a和24b以及电感器30。在介电基底73和接地层之间形成了旁路电容25a和25b，所述接地层是所述介电基底72的屏蔽电极和所述介电基底74的屏蔽电极。
在置于所述介电基底73之下的介电基底74上，形成屏蔽电极。在置于所述介电基底73之下的介电基底75上，形成电容31和32。在置于所述介电基底75之下的介电基底76上形成屏蔽电极。
图6示出了在半导体基底上的介电层上形成的本实施例的功率放大器61的例子。
在所述半导体基底77上，形成诸如聚酰亚胺膜之类的绝缘薄膜。在半导体基底77上，形成下面的元件：匹配电路/分离电路22；FET 23a和23b；以及组合电路/匹配电路28。
在所述半导体基底77下形成介电基底78。在所述介电基底78上，形成全波短路/偏置轭流电路24a和24b，以及电容器27a和27b。在所述介电基底78和接地层之间形成旁路电容25a和25b，所述接地层是介电基底79的屏蔽电极。在所述介电基底78下，形成了在其上形成所述屏蔽电极的介电基底79，并且在所述介电基底79之下，形成了介电基底80。在所述介电基底80上，形成电容器31和32，以及电感器30。
图7示出了在高频陶瓷封装中包含根据本实施例的功率放大器61的例子。图7中所示的一个是用于高功率和用于便携式电话机基站的。图7的功率放大器61使用图3的电路。
在置于所述高频封装81中的内部匹配基底82上装配了多层介电基底，其中按此顺序地对半导体基底83a以及介电基底83b和84至88进行分层，并且从所述高频封装81中引出输入端子21、输出端子20以及偏置电源端子40。
在半导体基底83a上，形成下面的元件：匹配电路/分离电路22；FET 23a和23b；电容器39；以及组合电路/匹配电路28。在介电基底83b之下，形成了介电基底84。在所述介电基底84上，形成电容器27a和27b。
在所述介电基底84之下，形成在其上形成屏蔽电极的介电基底85。在所述介电基底85之下，形成介电基底86。在所述介电基底86上，形成电感器38、33和34，以及全波短路/偏置轭流电路64a和64b。在所述介电基底86和接地层之间形成旁路电容25a和25b，所述接地层是所述介电基底85的屏蔽电极。
在所述介电基底86之下，形成介电基底87。在所述介电基底87和接地层之间形成电容器35、36、37和39，所述接地层是介电基底88的屏蔽电极。在所述介电基底87之下，形成了在其上形成屏蔽电极的介电基底88。
虽然在本实施例中，已调波的频率的信号的频率是1GHz，而调制波的频率的信号的频带是20MHz，但是本发明不是限制的。只要所述已调波的频率的信号的频率不超过所述调制波的频带的信号的频带的一千倍，在本实施例中可以比在现有技术中更极佳地改进互调失真。
如上所述的已调波的频率的信号的频率不超过调制波的频带的信号的频带的一千倍的情况的例子包括下述：
首先，存在这样的情况，其中使用CDMA 2000作为通信模式。在此情况中，使用800MHz的频率的信号和2GHz的频率的信号作为已调波的频率的信号。当在CDMA 2000中使用800MHz频带的频率的信号作为已调波的频率的信号时，调制波的频带的信号的频带是1.23MHz，使得已调波的频率的信号的频率不超过调制波的频带的信号的频带的一千倍。因此，可极佳地改进互调失真。
而且，CDMA 2000的2GHz波段是专门用于数据通信的频带，并且使用多条信道来进行高速数据通信。也就是说，对于高速通信，通过使用对应于最多三条信道的一个频带来进行数据通信，并且当使用对应于最多三条信道的所述频带时，调制波的频带的信号的频带是3.69MHz。如上所述，当用个人计算机和集成了PDA和便携式电话机功能的终端来进行数据通信时，使用CDMA 2000中的2GHz波段。在此情况下，已调波的频率的信号的频率也不超过调制波的频带的信号的频带的一千倍，使得可以比在现有技术中更极佳地改进互调失真。
而且，在作为无线LAN标准的IEEE 802.11a中，使用5GHz波段作为已调波的频率的信号的频率，而调制波的频带的信号的频带是20MHz，使得类似于上述的情况可极佳地改进互调失真。
而且，在所谓的第4代移动通信中，使用5GHz波段作为已调波的频率的信号的频率，而调制波的频带的信号的频带是10MHz频带。因此，同样在此情况中，由于已调波的频率的信号的频率不超过调制波的频带的信号的频带的一千倍，使得可以比在现有技术中更极佳地改进互调失真。
而且，数字电视广播的广播站和中继站使用400MHz到700MHz的频率作为已调波的频率的信号的频率。调制波的频带的信号的频带是6MHz。因此，同样在此情况中，由于已调波的频率的信号的频率不超过调制波的频带的信号的频带的一千倍，使得可以比在现有技术中更极佳地改进互调失真。
虽然在本发明中，所述全波短路/偏置轭流电路将已调波的频率的高阶谐波的频率处的阻抗短路，但可以这样设计它们，以便允许已调波的频率的高阶谐波的频率的信号能够通过它们。在此情况中，作为功率放大器，获得了更佳的特性。
如上所述，根据本发明，通过将所述全波短路/偏置轭流电路24a和24b等，以及所述差频倒相电路26彼此集成，也就是说把这些电路集成于一层中，可降低电路的整体尺寸。
[第2实施例]
接着，将描述本发明的第2实施例。
图4示出了根据第2实施例的功率放大器62的结构。
例如，把本实施例的功率放大器62作为第1实施例中所描述的图9的无线电电路63的功率放大器5使用。
把匹配电路/分离电路41的输入连接到功率放大器62的输入端子21。分别把FET 42a的栅极、FET 42b的栅极以及FET 42c的栅极连接到匹配电路/分离电路41的三个输出。
把FET 42a的漏极通过用于断开直流的电容器27a连接到组合电路/匹配电路28的两个输入之一。把FET 42c的漏极通过用于断开直流的电容器27b连接到组合电路/匹配电路28的另一输入。把组合电路/匹配电路28的输出连接到输出端子29。由终接电阻器48端接FET 42b的漏极。
把FET 42a、42b和42c的源极接地。把全波短路电路43a的一端连接到FET 42a的漏极。同样地，把全波短路电路43d的一端连接到FET 42c的漏极。而且，把全波短路电路43b的一端连接到未说明的连接到FET 42b的漏极的分离电路的一个输出，并把全波短路电路43c的一端连接到所述分离电路的另一输出。
把倒相放大器45a连接于全波短路电路43a的另一端和全波短路电路43b的另一端之间。分别把用于旁路全波的电容器44a的一端和用于旁路全波的电容器46a的一端连接到倒相放大器45a的输出和输入。把电容器44a的另一端和电容器46a的另一端接地。
把倒相放大器45b连接于全波短路电路43d的另一端和全波短路电路43c的另一端之间。分别把用于旁路全波的电容器44b的一端和用于旁路全波的电容器46b的一端连接到倒相放大器45b的输出和输入。把电容器44b的另一端和电容器46b的另一端接地。
类似于第1实施例的输入端子，输入端子21是输入作为输入信号的已调波的频率的信号的端子。输出端子29是输出作为输出信号的经放大的信号的端子。
匹配电路/分离电路42是将输入端子21端上的阻抗与FET 42a、42b和42c的栅极端上的阻抗的每一个相匹配，并将从输入端子21输入的已调波的频率的信号分成3个，并将分离信号输入到FET 42a、42b和42c的栅极的电路。
FET 42a、42b和42c是将输入到它们的栅极的已调波的频率的信号的功率放大的放大元件。假设FET 42b的尺寸小于FET 42a和FET 42c的尺寸小。而且假设FET 42a和FET 42c具有相同的FET尺寸。
全波短路电路43a、43b和43c是具有不允许已调波的频率的信号(大约1GHz的频率的信号)通过而允许调制波的频率的信号(大约20MHz的频率的信号)通过的滤波器功能、使阻抗在所述已调波的频率的高阶谐波的频率处短路的功能的电路。
倒相放大器45a和45b是放大调制波的频率的信号，而把它们的相位反转180度的电路。
组合电路/匹配电路28是使电容器27a和27b的一端上的阻抗的每一个与输出端子29的一端上的阻抗相匹配，以及将已通过所述电容器27a的经放大的信号与已通过所述电容器27b的经放大的信号相组合，并向所述输出端子29输出该组合信号的电路。
接着，将描述如上所构造的本实施例的操作。
现在假设把已调波的频率的信号输入到输入端子21。如上所述，该信号是1GHz的频率的信号，其中频率分布于大约调制波的频率(20MHz)的频带中。
通过匹配电路/分离电路41，把输入到所述输入端子21的已调波的频率的信号分成3个，并从输出把所述已调波的频率的这3个分离信号输入到FET42a的栅极、FET 42b的栅极和FET 42c的栅极。此时，所述匹配电路/分离电路41使输入端子21一侧的阻抗匹配到FET 42a、42b和42c的栅极端上的阻抗的每一个。
由所述FET 42a、42b和42c将输出到所述FET 42a、42b和42c的栅极的已调波的频率的信号放大，并将其输出到FET 42a、42b和42c的漏极。
虽然类似于第1实施例，所述FET 42a、42b和42c具有线形特性，但是在高频操作中非线性特性是显著的。由于所述非线性特性，经放大的信号包括失真分量，所述经放大的信号是由所述FET 42a、42b和42c放大的已调波的频率的信号。该失真分量的例子包括已调波的频率的信号的高阶谐波的失真分量(不少于约2GHz的频率的失真分量)、在已调波的频率的邻近频率中的频率处出现的3阶互调失真分量(在1GHz的邻近频率中出现的失真分量)以及具有要放大的已调波的频率的信号的不同频率分量之间的差的频率的2阶互调失真分量(大约20MHz的频率的失真分量)。
所述全波短路43a、43b、43c和43d允许2阶互调失真分量，也就是说允许在其中通过调制波的频率的信号，并使高阶谐波的频率的信号短路以便将其完全反射。而且，由于在所述已调波的频率处阻抗高，所述全波短路43a、43b、43c和43d不允许在其中通过已调波的频率的信号。
因此，当从FET 42a和42c的漏极输出也包括这样的失真分量的经放大的信号时，对于放大器信号，二阶互调失真分量分别通过全波短路电路43a和43d。
另一方面，当从FET 42b的漏极输出包括这样的失真分量的经放大的信号时，对于经放大的信号，二阶互调失真分量分以及高阶谐波的频率的失真分量通过全波短路电路43b和43c。然后，由用于断开全波的电容器44a和44b将高阶谐波的频率的信号旁路接地。而且，对于经放大的信号，已调波的旁路的信号不通过所述全波短路电路43b和43c，并且由终接电阻器48将其端接。
要被输入到倒相放大器45a和45b的调制频率的信号通过所述全波短路电路43b和43c。倒相放大器45a和45b放大调制频率的输入信号，而将该信号的相位反转180度。
已由所述倒相放大器45a放大的调制频率的信号通过全波短路电路43a，以到达FET 42a的漏极端。当通过所述全波短路电路43a时，由于在所述全波短路电路43a处的损耗，调制波的频率的信号有些衰减。
预先调节倒相放大器45a的增益，使得在由倒相放大器45a反转和放大之后从倒相放大器45a输出的信号的幅度与包含于从FET 42a的漏极端输出的经放大的信号之中的调制波的频率的信号的幅度相同，所述倒相放大器45a的信号已通过全波短路电路43a，而由于在所述全波短路电路43a处的损耗而衰减，并且已到达FET 42a的漏极端。
因此，已到达FET 42a的漏极端的调制波的频率的信号和包含于从所述FET42a的漏极端输出的经放大的信号中的调制波的频率的信号是相同幅度而相反相位的。因此，由于调制波的频率的这两个信号彼此抵消，由于作为二阶互调失真分量的调制波的频率的信号与已调波的信号在FET 42b的漏极处的混频，可防止互调失真恶化。
同样地，由所述倒相放大器45b放大的调制波的频率的信号通过全波短路电路43d，以到达FET 42c的漏极端。当通过所述全波短路电路43d时，由于在所述全波短路电路43d处的损耗，调制波的频率的信号有些衰减。
预先调节倒相放大器45b的增益，使得在由倒相放大器45b反转和放大之后从倒相放大器45b输出的信号的幅度与包含于从FET 42c的漏极端输出的经放大的信号之中的调制波的频率的信号的幅度相同，所述倒相放大器45a的信号已通过全波短路电路43b，而由于在所述全波短路电路43b处的损耗而衰减，并且已到达FET 42c的漏极端。
因此，已到达FET 42c的漏极端的调制波的频率的信号和包含于从所述FET42c的漏极端输出的经放大的信号中的调制波的频率的信号是相同幅度而相反相位的。因此，由于调制波的频率的这两个信号彼此抵消，由于作为二阶互调失真分量的调制波的频率的信号与已调波的信号在FET 42c的漏极处的混频，可防止3阶互调失真恶化。
类似于第1实施例，通过组合电路/匹配电路28使从FET 42a和FET 42c的漏极输出的经放大的信号的阻抗匹配，并把它们互相组合，以及把它们输出到输出端子29。
如上所述，在本实施例的功率放大器62中，由于在FET 42a和FET 42b的漏极端处，调制波的频率的信号彼此抵消，由于调制波的频率的信号与已调制波的频率的信号在漏极处的混频，可防止互调失真恶化。
此外，在本实施例的功率放大器62中，即使当由于在所述全波短路电路43a、43b、43c和43d处的损耗而使调制波的频率的信号衰减，由于由倒相放大器45a和45b将调制波的频率的信号放大，可使FET 42a和FET 42b的漏极端处的调制波的频率的这两个信号幅度上相同而相位上相反。因此，在尽可能多地使用FET 42a的线性性等的宽频带中可获得低失真特性。
此外，由于FET 42b的FET尺寸小于FET 42a和FET 42c的尺寸，并因此增加了倒相放大器45a和45b的增益，可以降低输入到FET 42b的已调波的频率的信号，使得可提高功率放大器62的效率。此外，在这样的情况下，从FET 42b的漏极输出的经放大的信号比那些从FET 42a和FET 42c的漏极处输出的信号弱。因此，当从输出端子29输出与从FET 42a和FET 42c输出的经放大的信号相结合而不是由终接电阻器48端接的FET 42b的经放大的信号时，失真分量几乎不平均增加。因此，可以从输出端子29输出与从FET 42a和FET 42c输出的经放大的信号相结合的而不是由终接电阻器48端接的FET42b的经放大的信号。
图8示出了在多层介电基底中形成本实施例的功率放大器62的例子。
在介电基底91上，形成下面的元件：匹配电路/分离电路41；FET 42a、42b和42c；倒相放大器45a和45b；片状电容器的电容器27a和27b；以及组合电路/匹配电路28。在所述介电基底91下，形成了在其上形成屏蔽电极的介电基底92。
在所述介电基底92之下，形成了介电基底93。在所述介电基底93上，形成了所述全波短路电路43a、43b、43c和43d。在介电基底93和接地层之间形成了电容器44a、44b、46a和46b，所述接地层是介电基底94的屏蔽电极。在介电基底92下，形成了在其上形成屏蔽电极的介电基底94。
虽然本实施例中FET 42a和42b的FET尺寸是相同的，但是本发明不限于此。FET 42a和FET 42c的FET尺寸可以不同。在此情况下，较佳的是FET 42b的FET尺寸小于FET 42a和FET 42c的FET尺寸中较小的一个。
此外，代替本实施例的终接电阻器48，可使用下面的元件：包括电容器、电感器和电阻器的组合的终接负载；包括电容器和电阻器的组合的终接负载；包括电感器和电阻器的组合的终接负载；以及包括电容器和电感器的组合的终接负载。
从功率放大器中可获得与从本实施例中获得的类似的效果，所述功率放大器中没有提供所述第2实施例的功率放大器62的FET 42c、全波短路电路43c和43d、倒相放大器45b、电容器45b和46b，以及电容器27b。
也就是说，在图4中，用将输入分离成2个的匹配电路/分离电路代替匹配电路/分离电路41，并用向输出端子29输出已通过电容器27a的经放大的信号并匹配其阻抗的匹配电路代替组合电路/匹配电路28。这样做，也可以获得与从本实施例中获得的类似的效果。
此外，虽然在所述第2实施例的倒相放大器62中，FET 42a和42c在数量上是2个，并且用于抵消调制波的频率的信号的FET 42b在数量上是1个，把所述FET 42a和42c的经放大的信号输出到输出端子，但是本发明不限于此。所述功率放大器可具有一个用于抵消调制波的频率的信号的FET，以及(N-1)个FET，把这些FET的经放大的信号输出到输出端子。在此情况下，把将已调波的频率的信号分离成N个的匹配电路/分离电路的对应的输出连接到(N-1)个FET的栅极的每一个。把所述匹配电路/分离电路的剩余的一个输出连接到用于抵消调制波的频率的信号的FET的栅极。把具有与图4的全波短路电路43b、电容器46a、倒相放大器45a、电容器44a、全波短路电路43a以及电容器27a的电路部分同等结构的电路连接于(N-1)个FET的每一个与用于抵消调制波的频率的信号的FET之间。而且，从(N-1)个FET的每一个输出的信号通过每个FET的等价于电容器27a的电容器，并把该信号从组合电路/匹配电路输出到输出端子29，所述组合电路/匹配电路组合(N-1)个输入并匹配其阻抗。
此外，虽然在本实施例中，在FET 42b的漏极处，在延伸到FET 42a和42c的电路线上提供了全波短路电路43b和全波短路电路43c，但本发明不限于此。可以使用这样的结构，使得把全波短路电路的一端连接到FET 42b的一端，而把全波短路电路的另一端连接到倒相放大器45a的输入和倒相放大器45b的输入。在这样的功率放大器中，可以如上所述的提供(N-1)个FET，把它们的经放大的信号输出到输出端子。通过这样做，可以减少全波短路电路的数量。
如上所述，对于在从FET 42b的漏极延伸到FET 42a和42c的电路线上的元件，可以用一个公用元件替代全波短路电路43b和全波短路电路43c，并且进一步可以用一个公用元件替代从FET 42b的漏极延伸到FET 42a和42c的电路线上的所有的或某些元件。
例如，所述在从FET 42b的漏极延伸到FET 42a的漏极的线上的元件的全波短路电路43b和电容器46a，以及从FET 42b的漏极延伸到FET 42c的漏极的电路部分的全波短路电路43c和电容器36c，它们的每一个可由一公用元件替代。也就是说把全波短路电路的一端连接到FET 42b的漏极，并且用未说明的分离电路把来自所述全波短路电路的另一端的输出分成2个。把两个分离输出之一连接到倒相放大器45a的输入，把另一输出连接到倒相放大器45b的输入。而且，把替代电容器46a和46b的电容器的一端连接到全波短路电路的另一端，而把电容器的另一端接地。
而且，例如在从FET 42b的漏极延伸到FET 42a的漏极的线上的电路部分的全波短路电路43b、电容器46a和倒相放大器45a，以及从FET 42b的漏极延伸到FET 42c的漏极的线上的电路部分的全波短路电路43c、电容器46b和倒相放大器46b，它们的每一个可由一公用元件替代。也就是说把全波短路电路的一端连接到FET 42b的漏极，把电容器的一端和倒相放大器的输入连接到所述全波短路电路的另一端，把电容器的另一端接地，把未说明的分离电路的输入连接到倒相放大器的输出，把由所述分离电路分离成两个的输出连接到所述全波短路电路43a的另一端和所述全波短路电路43d的另一端，以及把电容器44a和44b连接到全波短路电路43a和43d的另一端。
而且，例如从FET 42b的漏极延伸到FET 42a的漏极的电路部分的全波短路电路43b、电容器46a、倒相放大器45a和电容器44a，以及从FET 42b的漏极延伸到FET 42c的漏极的电路部分的全波短路电路43c、电容器46b、倒相放大器46b和电容器44b，它们的每一个可由一公用元件替代。也就是说把全波短路电路的一端连接到FET 42b的漏极，把电容器之一的一端和倒相放大器的输入连接到所述全波短路电路的另一端，把电容器的另一端接地，把另一电容器和未说明的分离电路的输入连接到倒相放大器的输出，把该电容器的另一端接地，把由所述分离电路分离成两个的输出连接到所述全波短路电路43a的另一端和所述全波短路电路43d的另一端。
而且，例如从FET 42b的漏极延伸到FET 42a的漏极的电路部分的全波短路电路43b、电容器46a、倒相放大器45a、电容器44a和全波短路电路43a，以及从FET 42b的漏极延伸到FET 42c的漏极的电路部分的全波短路电路43c、电容器46b、倒相放大器46b、电容器44b和全波短路电路43d，它们的每一个可由一公用元件替代。也就是说把全波短路电路之一的一端连接到FET 42b的漏极，把电容器之一的一端和倒相放大器的输入连接到所述全波短路电路的另一端，把电容器的另一端接地，把另一电容器和另一全波短路电路的另一端连接到倒相放大器的输出，把未说明的分离电路的输入连接到全波短路电路的另一端，把由所述分离电路分离成两个的输出连接到FET 42a的漏极和FET 42c的漏极。
要注意到在这样的功率放大器中，可以如上所述的提供(N-1)个FET，把它们的经放大的信号输出到输出端子。
此外，所述功率放大器可包括多个第1实施例和第2实施例中描述的功率放大器的组合。
例如，组合两个图4的功率放大器62意味着用一个公用元件替代所述两个功率放大器62的匹配电路/分离电路41。也就是说，用一个公用元件替代所述匹配电路/分离电路41意味着把两个匹配电路/分离电路41实现为一个匹配电路/分离电路。所述公用匹配电路/分离电路通过一个输入端子21接收已调波的频率的信号，并将该信号分离成6个。对于这6个信号，把3个输出输入到功率放大器62之一的FET，而把剩下的3个输出输入到另一功率放大器62的FET。
类似地用一个公用元件替代组合电路/匹配电路28。也就是说，用一个公用元件替代组合电路/匹配电路28意味着把两个组合电路/匹配电路28实现为一个电路。所述公用组合电路/匹配电路28组合4个经放大的信号，并将组合信号输出到一个输入端子29，并匹配其阻抗。把已通过功率放大器62之一的电容器27a和27b的经放大的信号输入到所述公用组合电路/匹配电路的两个输入，并且把已通过另一功率放大器62的电容器27a和27b的经放大的信号输入到所述公用组合电路/匹配电路28的剩余两个输入。由所述公用组合电路/匹配电路组合这4个经放大的信号，使它们的阻抗匹配，并把它们从一个输出端子29输出。
通过这样做，还可以获得包括多个和/或多类下面元件的组合的功率放大器：第1实施例的功率放大器61；第2实施例的功率放大器62；以及作为第2实施例中所描述的功率放大器62的修正的功率放大器。如上所述，由于功率放大器的匹配电路/分离电路包括多个和/或多类上述实施例的功率放大器的组合，类似于上面给出的描述，使用一个公用元件替代组合的功率放大器的匹配电路/分离电路。同样地，由于作为包括多个和/或多类上述实施例的功率放大器的功率放大器的组合电路/匹配电路，一个替代组合的功率放大器的组合电路/匹配电路的公用元件得到使用。如上所述，从包括所述实施例的功率放大器的组合的功率放大器中可获得与从所述实施例中所获得的类似的效果。
实施例的FET是本发明的放大元件的例子。实施例的全波短路电路是本发明的滤波器的例子。实施例的FET 23a是本发明的第1放大元件的例子。实施例的FET 23b是本发明的第2放大元件的例子。实施例的全波短路/偏置轭流电路24a是本发明的第1滤波器的例子。实施例的全波短路/偏置轭流电路24b是本发明的第2滤波器的例子。实施例的FET 42a是本发明的第1放大元件的例子。实施例的FET 42c是本发明的第1放大元件的例子。实施例的FET 42b是本发明的第2放大元件的例子。
本发明的放大元件不限于实施例的FET，并且可以是诸如晶体管之类的其它类型的放大元件。
此外，本发明的无线电通信装置的例子包括诸如便携式电话机、PHS(个人手持电话系统)、车载电话机、列车无线电电话机、海上移动无线电电话机、航空无线电电话机、无绳电话机和无线电寻呼机之类的移动无线电装置及其基站装置。
如可从上述给出的描述中清楚地看出，本发明能够提供一种结构上不同于常规功率放大器的结构的功率放大器、功率放大方法和无线电通信装置，所述功率放大器能够降低放大元件的输出端上的电路部分在调制波的频率处的阻抗。
而且，本发明能够提供一种功率放大器、功率放大方法和无线电通信装置，所述功率放大器能够使放大元件的输出端上的电路部分在调制波的频率处的阻抗较低，并能够更有效地使用放大元件的线性性。