约束判决反馈均衡器的反馈滤波器抽头系数值的设备和方法 【技术领域】
本发明通常被指向数字通信装置中的判决反馈均衡器，更具体而言，被指向一种用于约束判决反馈均衡器中的反馈滤波器抽头系数的值以减小误差传播的设备和方法。
背景技术
数字高清晰度电视(HDTV)大联盟(Grand Alliance)是电视产业中的一组电视制造和研究组织。在多年的合作努力之后，Grand Alliance开发并提出了用于数字HDTV系统的标准。Grand Alliance标准已被联邦通信委员会(FCC)用作(有少许变化)用于HDTV的官方广播标准。该标准已知为高级电视系统委员会数字电视标准(“ATSC标准”)。
用于在地面广播通道上进行HDTV传输的ATSC标准使用这样的信号，其由十二(12)个独立的时间复用的格编码的数据流的序列组成，被调制为具有10.76MHz的速率地八(8)电平残留边带(VSB)符号流。该信号被转换成六(6)MHz频带，其对应于标准的VHF或UHF地面电视通道，然后信号在其上被广播。
ATSC标准需要依照八(8)电平(即三(3)位)一维布局对HDTV信号的二(2)位数据符号进行格编码。每个数据符号的一位被预编码，而另一位经历1/2的编码速率，其依照四(4)状态格码而产生两个经编码的位。为了交错，十二(12)个相同的编码器和预编码器相继对每十二个相继的数据符号进行运算。符号0，12，24，36，...被编码为一个系列。符号1，13，25，37，...被编码为第二系列。符号2，14，26，38，...被编码为第三系列。对总共十二(12)个系列依此类推。因此，ATSC标准需要HDTV接收器中的十二(12)个格解码器以用于信号中的时分交错的数据符号的十二(12)个系列。HDTV接收器中的每个格解码器解码经编码的数据符号流中的每第十二(12th)个数据符号。
在ATSC标准接收器中，格解码器被用于检索刚刚在被转换成8-VSB符号、被调制和广播之前经格编码的原始数字数据。格编码的使用提供了对所接收信号的信噪比的改进，并且十二(12)个独立流的时间复用减小了来自驻留在相同频率上的模拟NTSC广播信号的同通道(co-channel)干扰的可能性。缩写NTSC表示国家电视标准委员会。
用于四(4)状态格码的每个格解码器是依照众所周知的Viterbi解码算法来运算的。每个解码器都包括分支度量发生器单元、添加-比较-选择单元和通路-存储器单元。例如见G.Ungerboeck的“Trellis-codedModulation With Redundant Signal Set，Part I，Introduction；PartII，Stateof the Art”，IEEE Communication Magazine，Vol.25，第5-21页，1987年2月。
除了被噪声损害以外，所发送的信号亦经历确定性的通道失真和由多通路干扰导致的失真。因此，自适应通道均衡器通常被用在格解码器的前面以补偿这些效应。目的是生成这样的符号流，其尽可能多地类似于在发射器处由所述十二(12)个格编码器生成的符号流。
一种常用的均衡器体系结构利用了已知为判决反馈均衡器(DFE)的第二均衡器。在该体系结构中，常规的或前向均衡器(FE)由DFE来补充。对DFE的输入是对完整均衡器(FE和DFE)的当前输出符号的原始发送值的估算。判决反馈均衡器(DFE)的输出随后被添加给前向均衡器(FE)的输出以产生输出符号。在典型的实施中，对输出符号的这种估算是通过对均衡器输出简单地“切分(slicing)”而获得的。术语“切分”指的是取最接近于实际输出的(由8-VSB ATSC标准指定的八(8)个电平的)允许符号值的过程。在判决反馈均衡器(DFE)使用“经切分的”符号给出了具有低复杂度的接近最优的误差率性能。然而，该途径可经历由切分误差导致的误差传播。由于在用于HDTV信号的均衡器之后的典型符号误差可高达百分之二十(20％)，如果DFE滤波器抽头的数量大，则这可能是严重的问题。
在均衡器之后，HDTV信号被解码于格解码器内，该解码器使用Viterbi算法基于在发射器中进行的1/2速率的格编码来解码符号流。如先前所提及的，ATSC标准规定了十二(12)个格编码器和解码器以时间复用的方式被并行使用。然后格解码之后是字节解交错和ReedSolomon解码以进一步校正信号中的传输误差。
判决反馈均衡器(DFE)通常包括前向线性滤波器和反馈回路内的反馈滤波器。反馈回路包括判决装置(例如切分器)和误差计算单元。当判决装置产生误差时，反馈回路中的误差循环导致性能损失。反馈回路中误差的循环被称为误差传播。
当反馈滤波器抽头的量级大时，误差传播的效应常常增加。这是因为误差被乘以了大常数，由此导致较大的误差传播。所得到的误差在DFE的反馈回路中连续循环，有时是无穷的。
DFE的滤波器抽头系数可通过使用用于计算自适应均衡器的滤波器抽头系数的所存在的各种现有技术算法来更新。一种常用的方法使用众所周知的最小均方(LMS)算法。LMS算法是一种逐次近似技术，其使用当前系数和数据抽头值以及所计算的误差来计算新的系数值。LMS算法重复所述过程，直到每个滤波器抽头系数收敛于所需的最优值。
在典型的LMS算法中，用于DFE的前向线性滤波器的系数矢量fnk+1是使用以下公式来确定的：
fnk+1=fnk+μekrk-n]]>
其中fnk是时间k处的前向滤波器抽头系数，μ是适配速度常数，ek是误差项，而rk-n是时间k处前向滤波器中的前向滤波器抽头数据的值。误差项ek是从DFE的输出而计算的误差。可使用被嵌入数据流的已知训练序列以判决指导的方式来计算误差项ek。可替换的是，可使用恒定模数算法(CMA)或判决指导(DD)算法以盲方式来计算误差项ek。类似地，用于DFE的反馈滤波器的系数矢量gnk+1是使用以下公式来确定的：
gnk+1=gnk+μekak-n]]>
其中gnk是时间k处的反馈滤波器抽头系数，μ是适配速度常数，ek是误差项，而ak-n是时间k处反馈滤波器中的反馈滤波器抽头数据的值。
在典型的LMS算法中，系数fnk和gnk是不受约束的。就是说，系数fnk和gnk可采取任何值来减小DFE中的多通路干扰效应。对于严重的后回波和前回波，反馈滤波器抽头系数gnk的值可增长至它们通过误差传播来降低DFE的性能的程度。
因此在本领域中需要一种设备和方法，其能约束判决反馈均衡器中的反馈滤波器抽头系数gnk的值以减小误差传播。
【发明内容】
针对以上提及的现有技术的缺陷，本发明的设备和方法通过约束判决反馈均衡器的反馈滤波器抽头系数中的反馈滤波器抽头系数的值来减小判决反馈均衡器中的误差传播。
通过使用约束成本函数和相关的约束函数来计算更新的系数值，本发明可约束反馈滤波器抽头系数的值。反馈滤波器抽头系数的每个滤波器抽头元内的系数适配单元计算更新的系数值。
本发明的目的是防止判决反馈均衡器中的误差传播。
本发明的另一个目的是防止误差在判决反馈均衡器的反馈回路内循环。
本发明又一个目的是提供一种设备和方法，用于通过将约束条件施加于反馈滤波器抽头系数的值来计算判决反馈均衡器的反馈滤波器抽头系数中的反馈滤波器抽头系数的值。
本发明还有的目的是提供一种设备和方法，用于在约束条件限制反馈滤波器抽头系数的总能量的情况下，通过将该约束条件施加于反馈滤波器抽头系数的值来计算判决反馈均衡器的反馈滤波器抽头系数中的反馈滤波器抽头系数的值。
本发明的另一个目的是提供一种设备和方法，用于在约束条件将每个反馈滤波器抽头系数的量级限制于阈常数的情况下，通过将该约束条件施加于反馈滤波器抽头系数的值来计算判决反馈均衡器的反馈滤波器抽头系数中的反馈滤波器抽头系数的值。
以上已相当广泛地概括了本发明的特点和技术优点，从而使本领域的技术人员可较好地理解以下的本发明的详述。本发明的附加特点和优点将在以下被描述，其形成本发明权利要求的主题。本领域的技术人员将理解，他们可容易地将所公开的概念和特定实施例用作修改或设计用于实施本发明的相同目的的其它结构的基础。本领域的技术人员亦将认识到，这样的等效构造并不背离处于其最广形式的本发明的精神和范围。
在进行以下的本发明的详述之前，有利的是提出贯穿本专利文档而使用的某些词或短语的定义：术语“包括”和“包含”以及其派生词指的是没有限制的包括；术语“或”是包括的，意味着和/或；短语“与...关联”和“与之关联”以及其派生词可指的是包括、被包括在...内、与...互连、包含、被包含在...内、连接于或与...连接、耦合于或与...耦合、可与...通信、与...合作、交错、并列、最接近于、被结合于或与...结合、具有、具有...的特性等；而术语“控制器”、“处理器”或“设备”指的是控制至少一个工作的任何装置、系统或其部分，这样的装置被实施于硬件、固件、软件或至少两个相同事物的某种组合中。应指出，与任何特定控制器关联的功能性可被集中或分布，不管是在本地或远程。具体而言，控制器可包括一个或多个数据处理器以及关联的输入/输出装置和存储器，其执行一个或多个应用程序和/或操作系统程序。用于某些词或短语的定义被贯穿本专利文档而提供。本领域的普通技术人员将理解，如果不是在大多数实例中，则这样的定义在许多实例中适用于这样定义的词或短语的先前或将来的使用。
【附图说明】
为了较完整地理解本发明及其优点，现在参照结合附图而进行的以下描述，其中相同的数字表示相同的对象，并且在其中：
图1说明了示例的现有技术高清晰度电视(HDTV)发射器的方块图；
图2说明了示例的现有技术高清晰度电视(HDTV)接收器的方块图；
图3说明了示例的现有技术自适应通道均衡器的方块图，该均衡器包括前向均衡器(FE)滤波器和判决反馈均衡器(DFE)滤波器；
图4说明了示出现有技术判决反馈均衡器(DFE)的方块图，该均衡器包括前向滤波器、反馈滤波器、判决装置和误差计算单元；
图5说明了利用本发明原理的用于在判决反馈均衡器的反馈滤波器中使用的自适应有限脉冲响应(FIR)滤波器的方块图；
图6说明了示出本发明一个有利实施例的方法步骤的流程图；并且
图7说明了一个曲线图，其示出了用于常规动态通道的符号误差率曲线并示出了用于在其中已依照本发明的原理约束了判决反馈均衡器的反馈滤波器抽头系数的值的动态通道的符号误差率曲线。
【具体实施方式】
以下讨论的图1到7以及在本专利文档中被用于描述本发明原理的各种实施例仅仅是为了说明，而不应以任何方式被理解成限制本发明的范围。用于约束判决反馈均衡器中的反馈滤波器抽头系数的值以减小误差传播的本发明可被用在采用判决反馈均衡器的任何系统中。
在以下的示例实施例的描述中，本发明可被集成到数字电视接收器内的判决反馈均衡器中或被结合它而使用。本发明并不局限于在数字电视系统中使用。本领域的技术人员将认识到，本发明的示例实施例可被容易地修改以便于在使用判决反馈均衡器的任何类型的数字接收器系统中使用，所述系统没有局限性地包括数字电视系统、置顶盒、数字存储装置、数字收音机系统、以及利用判决反馈均衡器的任何类型的数字系统。术语“数字接收器系统”被用来指这些类型的设备。
图1说明了示例的现有技术高清晰度电视(HDTV)发射器100的方块图。MPEG兼容的数据包由Reed Solomon(RS)编码器110来编码以便于前向误差校正(FEC)。每个数据字段的相继段中的数据包然后由数据交错器(interleaver)120来交错，并且经交错的数据包然后由格编码器单元130进一步交错和编码。格编码器单元130产生为每个符号表示三(3)个位的数据符号流。三个位之一被预编码而其它两个通过四(4)状态格编码而产生。
格编码器单元130包括十二(12)个并行的格编码器和预编码器单元以提供十二个交错的经编码的数据序列。每个格编码器和预编码器单元的经编码的三(3)个位在复用器140中被与字段和段同步位序列组合。导频信号由导频插入单元150插入。所述数据流然后经历借助VSB调制器160的残留边带(VSB)抑制的载波八(8)电平调制。然后该数据流最终由转换器170上转换成射频(RF)。
图2说明了示例的现有技术高清晰度电视(HDTV)接收器200的方块图。所接收的RF信号由调谐器210下转换成中间频率(IF)。该信号然后由IF滤波器和检测器220滤波并转换成数字形式。所检测的信号然后处于每个都表示八(8)电平布局的数据符号流的形式。该信号然后由NTSC拒波滤波器230滤波并经历借助均衡器和相位跟踪器单元240的均衡和相位跟踪。所恢复的经编码的数据符号然后经历借助格解码器单元250的格解码。经解码的数据符号然后由数据解交错器260进一步解交错。所述数据符号然后经历借助Reed Solomon解码器270的Reed-Solomon解码。由此恢复由发射器100发送的MPEG兼容的数据包。
计算机磁盘280的示意性表示亦被示出于图2中。在本发明另外的有利实施例中，计算机盘280可被插入到电视接收器200中的计算机盘驱动器(未示出)中。计算机盘驱动器能接收涉及电视接收器200内的判决反馈均衡器中的反馈滤波器抽头系数值的信息，并且能将该信息写给计算机盘280。在本发明另一个另外的有利实施例中，计算机盘280包含用于实施本发明方法的计算机可执行的方法步骤。计算机盘280可被认为是能存储和发送计算机化的数据和指令的任何类型介质的表示。
图3说明了用于在均衡器和相位跟踪器单元240中使用的现有技术自适应通道均衡器300的方块图。现有技术自适应通道均衡器300包括前向均衡器(FE)滤波器310和判决反馈均衡器(DFE)滤波器320。来自前向均衡器(FE)滤波器310的输出在加法器单元330中被加给来自判决反馈均衡器(DFE)滤波器320的输出以形成自适应通道均衡器单元300的输出。
前向均衡器(FE)滤波器310将未经补偿的通道符号数据接受为其输入。相比而言，判决反馈均衡器(DFE)滤波器320为其输入而需要在符号被噪声损害之前在通道上发送的符号的“估算”。
如众所周知的，DFE滤波器320可接收通过简单地对均衡器输出“切分”而得到的输出符号的估算。术语“切分”指的是取最接近于实际输出的(由8-VSB ATSC标准指定的八(8)个电平的)允许符号值的过程。在被示出于图3中的实施例中，电平切分器340通过复用器350将“经切分的”符号提供给DFE滤波器320。将输出符号的估算提供给DFE滤波器320的这种方法可经受由切分误差导致的误差传播。
亦如众所周知的，DFE滤波器320可以以“受训模式”或“盲”模式而被适配。在“受训模式”中，DFE滤波器320在每个已知时间处接收已知符号的“训练序列”(通过复用器350)。DFE滤波器320比较已知训练序列与“用于受训适配的均衡器误差”。用于受训适配的均衡器误差是通过从已知训练序列中减去均衡器输出而获得的。减法过程在减法单元360中进行。DFE滤波器320然后调节其工作以使均衡器输出匹配已知训练序列。
可替换的是，DFE滤波器320可以以“盲模式”来工作。在“盲模式”中，DFE滤波器320从盲误差单元370接收“用于盲适配的均衡器误差”。盲误差单元370比较均衡器输出与数据的预期统计分布以产生均衡器误差盲适配。DFE滤波器320然后调节其工作以使均衡器输出匹配数据的预期统计分布。
图4说明了示出现有技术判决反馈均衡器(DFE)的方块图。DFE 320包括前向滤波器410、反馈滤波器420、加法器单元430、判决装置440和误差计算单元450。给DFE 320的输入信号被接收于前向滤波器410中。来自前向滤波器410的输出在加法器单元430中被加给来自反馈滤波器420的输出以形成DFE 320的输出。DFE 320的输出被馈送给判决装置440和误差计算单元450。判决装置440的输出被馈送给反馈滤波器420。误差计算单元450的输出被馈送给前向滤波器410和反馈滤波器420。来自判决装置440和误差计算单元450的信息被用于减小反馈滤波器420中的误差。
图5说明了用于在判决反馈均衡器320的反馈滤波器420中使用并用于在前向滤波器410中使用的本发明的自适应有限脉冲响应(FIR)滤波器500。FIR滤波器500的系数被计算以尽可能多地补偿通道失真。FIR滤波器500的长度对应于FIR滤波器500被设计以校正的最大减损延迟。
FIR滤波器500包括许多滤波器抽头元510(亦被称为“滤波器抽头”)。每个滤波器抽头510都包括数据存储寄存器520、系数存储寄存器530和复用器540。复用器540的输出被输入给加法器单元550。加法器单元550对所有经加权的抽头值求和以产生滤波器输出。滤波器抽头510亦包括系数适配单元560，其计算更新的滤波器系数。系数适配单元560具有以下输入：(1)当前系数值，(2)数据抽头值，和(3)均衡器误差(即预期信号值和实际输出信号值之间的差)的量度。依照本发明原理对滤波器系数的计算发生在系数适配单元560中。系数适配单元560仅当执行适配过程时工作。
如先前所提及的，计算滤波器系数的常用现有技术方法使用众所周知的最小均方(LMS)算法。LMS算法是一种逐次近似技术，其使用当前系数和数据抽头值以及所计算的误差来计算新的系数值。LMS算法重复所述过程，直到每个滤波器抽头系数收敛于所需的最优值。
LMS算法如下确定用于DFE的前向线性滤波器的系数矢量fnk+1：
fnk+1=fnk+μekrk-n---(1)]]>
其中fnk是时间k处的前向滤波器抽头系数，μ是适配速度常数，ek是误差项，而rk-n是时间k处前向滤波器中的前向滤波器抽头数据的值。误差项ek是从DFE的输出而计算的误差。LMS算法如下确定用于DFE的反馈滤波器的系数矢量gnk+1：
gnk+1=gnk+μekak-n---(2)]]>
其中gnk是时间k处的反馈滤波器抽头系数，μ是适配速度常数，ek是误差项，而ak-n是时间k处反馈滤波器中的反馈滤波器抽头数据的值。
方程(1)和(2)使系数fnk和gnk不受约束。就是说，系数fnk和gnk可采取任何值来减小DFE中的多通路干扰效应。对于严重的后回波和前回波，反馈滤波器抽头系数gnk的值可增长至它们通过误差传播来降低DFE的性能的程度。
本发明提供了一种用于约束反馈滤波器抽头系数gnk的值的设备和方法。在本发明的方法中，以下方程被使用：
fnk+1=fnk+μekrk-n---(3)]]>
gnk+1=gnk+μekak-n-λ∂J∂gn---(4)]]>
其中方程(3)和(4)中的符号具有与方程(1)和(2)相同的意义，而项J是约束成本函数，并且项λ是通常小于一的小正常数因子。
约束函数M(gn)是gn的函数。为适当地约束gn的值，约束函数M(gn)的值必须小于或等于零。
M(gn)≤0 (5)
如果约束函数M(gn)的值变得大于零，则方程(4)中的项的值必须被调节。约束成本函数J可被定义为：
J＝[M(gn)]2，若M(gn)＞0 (6)
J＝0，若M(gn)≤0 (7)
对于给定的约束成本函数J，相对于反馈滤波器抽头系数gnk的约束成本函数J的梯度可被评价。结果在方程(4)中被用来更新反馈滤波器420的反馈滤波器抽头系数。
为了证明使用本发明的方法的益处，考虑限制抽头总能量的约束。该约束可被描述为：
M(gn)=Σn=0N-1|gn|2-D---(8)]]>
其中D是阈常数(即反馈抽头的总能量)。该约束意味着反馈抽头的总能量不应超过等于D的值。
用于方程(8)的M(gn)的J值为：
J=[Σn=0N-1|gn|2-D]2,]]>若M(gn)＞0 (9)
J＝0，若M(gn)≤0 (10)
涉及方程(8)的约束函数的约束成本函数J的梯度则被描述为：
∂J∂gn=4M(gn)gn,]]>若M(gn)＞0 (11)
∂J∂gn=0,]]>若M(gn)≤0 (12)
作为第二实例，考虑将每个抽头的量级限制于值D的约束。具体而言，
M(gn)＝|gn|-D (13)
用于方程(13)的M(gn)的J值为：
J＝[|gn|-D]2，若M(gn)＞0 (14)
J＝0，若M(gn)≤0 (15)
涉及方程(13)的约束函数的约束成本函数J的梯度则被描述为：
∂J∂gn=2M(gn)sign(gn),]]>若M(gn)＞0 (16)
∂J∂gn=0,]]>若M(gn)≤0 (17)
对方程(13)的约束的最接近的近似可通过将每个抽头剪切至值D来进行。这提供了用于方程(13)的约束的简单实施。
应理解，本发明的方法亦可被用于约束fnk的值。就是说，fnk的值可从以下方程而获得：
fnk+1=fnk+μekrk-n-λ∂J∂fn---(18)]]>
其中fnk是时间k处的前向滤波器抽头系数，μ是适配速度常数，ek是误差项，而rk-n是时间k处前向滤波器中的前向滤波器抽头数据的值，J是约束成本函数，并且λ是通常小于一的小正常数。
在本发明另外的有利实施例中，fnk和gnk两者的值可被同时约束。
图6说明了示出本发明一个有利实施例的方法步骤的流程图。该步骤被共同参考为参考数字600。
首先约束M(gn)被选择(步骤610)。然后使用约束M(gn)的所选值来计算约束成本函数J的值(步骤620)。接下来，相对于反馈滤波器抽头系数gnk的约束成本函数J的梯度值被计算(步骤630)。
然后反馈滤波器420中的系数适配单元560使用方程(4)来更新反馈滤波器抽头系数gnk(步骤640)。就是说，下一个反馈滤波器抽头系数gnk+1是使用以下来计算的：
gnk+1=gnk+μekak-n-λ∂J∂gn---(4)]]>
然后前向滤波器410中的系数适配单元560使用方程(3)来更新前向滤波器抽头系数fnk(步骤650)。就是说，下一个前向滤波器抽头系数fnk+1是使用以下来计算的：
fnk+1=fnk+μekrk-n---(3)]]>
在本说明书中，为清楚起见，步骤640已被描述为先于步骤650。在实际中，步骤640和步骤650可被同时执行。前向滤波器410和反馈滤波器420然后执行其相应的滤波工作(步骤660)。时间索引k然后被增量(步骤670)。然后控制返回步骤640，并且所述方法继续更新滤波器抽头系数。
如先前所述，方程(4)中项的存在约束了反馈滤波器抽头系数gnk的值。由本发明提供的约束限制了在反馈回路中循环的误差的大小。误差传播被同量地限制。
图7说明了示出相对8-VSB段画出的用于常规动态通道的符号误差率(SER)的图。图7亦示出了其中已依照本发明原理约束了判决反馈均衡器的反馈滤波器抽头系数值的对8-VSB段画出的用于动态通道的符号误差率(SER)。
图7中所示的图表示来自使用8-PAM(8-VSB)信号的动态通道的仿真结果，其具有这样的通道：具有在四微秒(4μs)的负二分贝(-2dB)的后回波和二十五分贝(25dB)的信噪比(SNR)。判决反馈均衡器包含具有一百二十八(128)个抽头的前向滤波器和具有一百二十八(128)个抽头的反馈滤波器。后回波经历一百赫兹(100Hz)的多普勒频率。用于所述仿真的所想要的应用是高级电视系统委员会数字电视标准。
在图7中画出的数据表明，使用本发明的经约束的反馈滤波器抽头系数的判决反馈均衡器正确地跟踪了动态通道。在图7中画出的数据亦表明，使用未经约束的反馈滤波器抽头系数的常规判决反馈均衡器不能正确地跟踪动态通道。在所述模拟中使用的判决装置是格解码器。
应理解，本发明可被用在各种不同的判决反馈均衡器电路中。在图4中所说明的示例判决反馈均衡器电路320中，本发明的方法可被用于计算被提供给反馈滤波器420的反馈滤波器抽头系数gnk。应理解，图4中所说明的均衡器电路被示出为实例。本发明的方法不局限于仅在图4中所示的均衡器电路中使用。
尽管已参照本发明的实施例详述了本发明，本领域的技术人员将理解，可在处于其最广形式的本发明的精神和范围内在本发明中做出各种改变、替换、修改、变更和适配。