开关模式电源.pdf

1、(10)申请公布号 CN 102843042 A (43)申请公布日 2012.12.26 C N 1 0 2 8 4 3 0 4 2 A *CN102843042A* (21)申请号 201210209790.5 (22)申请日 2012.06.19 11170999.4 2011.06.22 EP H02M 3/335(2006.01) H02H 7/10(2006.01) (71)申请人 NXP股份有限公司 地址荷兰艾恩德霍芬 (72)发明人琼维夏德斯特里耶克 (74)专利代理机构中科专利商标代理有限责任 公司 11021 代理人王波波 (54) 发明名称 开关模式电源 (57) 摘要

2、一种开关模式电源及其控制方法，该开关模 式电源具有基于与反馈路径用于控制所述电源的 切换的相同的信号的过功率保护装置。这意味着 不需要向控制电路提供额外的信号以实现干线过 保护装置。 (30)优先权数据 (51)Int.Cl. 权利要求书2页 说明书6页 附图7页 (19)中华人民共和国国家知识产权局 (12)发明专利申请 权利要求书 2 页 说明书 6 页 附图 7 页 1/2页 2 1.一种开关模式电源，包括： 用于连接至整流的干线电源的输入(2)， 在干线侧具有初级绕组并在直流输出侧具有次级绕组的变压器(T1)； 用于控制在变压器的初级绕组中的电流的开关元件(S1)； 与开关元件(S1)

3、串联连接的感测电阻器(Rsense)； 用于根据取决于感测电阻器的感测电压(Visense)控制开关元件的反馈控制系统， 其中反馈控制系统是集成电路的一部分，并且变压器位于集成电路的外部， 其中集成电路还包括用于将感测电压的变化率转换成电压水平的检测装置(40)，并因 此得到表示干线电压的电压信号(Vipk_max)。 2.根据权利要求1所述的电源，其中开关元件和感测电阻器位于集成电路的外部，并 且将感测电压提供至集成电路的感测管脚(47)。 3.根据权利要求1或2所述的电源，其中反馈控制系统包括用于比较感测电压 (Visense)与参考电压(Vipk)并根据比较结果控制置位复位锁存器(14)

4、的比较器(16)。 4.根据前述权利要求中任一项所述的电源，其中检测装置(40)包括与感测电压连接 的电容器(42)，以及将流经电容器的电流复制到检测电阻器(46)的电流镜电路(44)，其中 检测电阻器(46)上的电压包括用作干线电压的量度的检测器电压。 5.根据权利要求4和3所述的电源，其中比较器参考电压从检测器电压(Vipk_max)获 得。 6.根据权利要求5所述的电源，包括选择单元(48)，用于选择检测器电压(Vipk_max) 和与正常调节电流水平对应的电压中的一个作为比较器参考电压。 7.根据权利要求1、2或3所述的电源，还包括在感测电阻器(Rsense)的端子和感测电 压之间的补

5、偿电阻器(64)。 8.根据权利要求7所述的电源，其中检测装置包括与感测电压连接的电容器(42)、用 于对取决于流经电容器的电流的电压进行采样的采样和保持电路、以及用于驱动流经补偿 电阻器(46)的电流的电压至电流转换电路(62)。 9.根据权利要求8和3所述的电源，其中反馈控制系统包括第二比较器(70)，其中比 较器(68)和第二比较器(70)用于将感测电压分别与各自的参考电压相比较，其中提供置 位复位锁存器(72)，置位复位锁存器(72)接收两个比较器输出并产生用于采样和保持电 路的采样信号。 10.一种控制开关模式电源的方法，包括： 转换干线电源输入为直流输出； 采用开关元件(S1)，控

6、制变压器的初级绕组中的电流与感测电阻器(Rsense)的耦合； 采用作为集成电路的一部分并接收感测电阻器电压的反馈控制系统，根据电流控制开 关元件(S1)， 其中，所述方法还包括将感测电压的变化率转换为电压水平，并因此得到表示干线电 压的电压信号(Vipk_max)。 11.根据权利要求10所述的方法，包括将感测电压(Visense)与参考电压(Vipk)相比 较，并根据比较结果控制置位复位锁存器(14)，置位复位锁存器(14)驱动开关元件。 12.根据权利要求10或11所述的方法，其中转换感测电压的变化率的步骤包括向电容 权 利 要 求 书CN 102843042 A 2/2页 3 器(42

7、)提供感测电压，并且将流经电容器的电流复制到检测电阻器(46)以获得用作干线 电压的量度的检测器电压。 13.根据权利要求12所述的方法，包括选择检测器电压(Vipk_max)和与正常调节电流 水平对应的电压(Vipk)中的一个作为比较器参考电压。 14.根据权利要求13所述的方法，其中转换感测电压的变化率的步骤包括向电容器 (42)提供感测电压，并对取决于流经电容器的电流的电压进行采样，并且基于采样电压驱 动流经补偿电阻器(46)的电流，从而控制感测电阻器(Rsense)的端子和感测管脚之间的 压降。 15.根据权利要求10至14中任一项所述的方法，采用表示干线电压的电压信号 (Vipk_m

8、ax)以提供过功率保护装置。 权 利 要 求 书CN 102843042 A 1/6页 4 开关模式电源 技术领域 0001 本发明涉及一种开关模式电源，并且该电源能够补偿由干线电源输入电压引起的 最大输出功率变化。 背景技术 0002 干线电源设备典型地采用开关模式电源以便从干线电源产生内部设备所需要的 电压。 0003 在与回扫开关模式电源(SMPS)连接的干线电源中，输出功率通常取决于干线电 源输入电压。最大输出功率通常随着增加的干线电压而增加。可以通过操作模式，例如准 谐振操作(quasi resonant operation)，增加输出功率，或者通过电流检测电路中的延迟 增加输出功率

9、。 0004 图1示出一种典型的回扫SMPS。 0005 在变压器T1的初级侧提供整流电源2。例如该电路设计为可以接收在85V至276V 的范围内的电压以便能够在不同的地理区域使用。二极管整流器D1和电容器提供DC输出。 0006 通过采用可控开关S1控制初级电路中的电流来控制输出电压Vout。当电压 Visense流经感测电阻器Rsense时测量电流。PWM电路10校准开关S1的传导时间以获得 所需的电流值。 0007 PWM电路10是集成电路，包括对置位复位锁存器14提供设置信号的振荡器12，该 PWM电路10的输出通过驱动器15驱动开关S1。当检测到峰值电流时开关S1关闭。这个 峰值电流

10、导致产生比较器16的输出的电压Visense传至开关输出。提供至比较器16的参 考电压从控制单元18处获得并且包括表示在需要发生切换之前电阻器Rsense增加的电压 的电压Vipk。因此，对于所需的正常调节的电流水平，Vipk是流经Rsense的电压，与初级 绕组中所需的峰值电流对应。 0008 可以从反馈/控制电压Vfb获得Vipk的值，可以在误差放大器的输出获得反馈/ 控制电压Vfb。 0009 延迟元件19用于延迟至开关S1的控制信号的反相形式以产生消隐信号“blank”。 当开关S1开启时，这用于消除Visense上的峰值。如图1中所示，消隐信号用于使比较器 失效，以便当消隐信号为高时

11、，比较器产生低(即无)输出。 0010 一种准谐振回扫SMPS在与低电源相比的高电源时具有更高的切换频率。在高电 源时，需要建立流经变压器T1的电流的时间更短，因为dIpk/dtVmains/Lp，其中Vmains 是整流主电压，是Lp变压器T1的初级自感并且dIpk/dt是建立的流经该变压器的电流。 0011 输出功率等于Pout1/2*Lp*Ipk2*Fsw，其中Ipk是流经该变压器的峰值电流并 且Fsw是切换频率。 0012 在图2中示出了在高电源和低电源时的变压器电流I T1 和输出二极管电流I D1 。 0013 当开关闭合时晶体管电流上升(ramps up)。当开关断开时，没有电流

12、流入初级绕 组，并且能源转移为流经二极管D1的电流。I T1 的峰值等于I D1 的峰值乘以变压器的匝数比 说 明 书CN 102843042 A 2/6页 5 Ns/Np，其中Np是初级侧匝数的数量而Ns是次级侧匝数的数量。 0014 在固定频率回扫SMPS中，在间断传导(discontinuous conduction)模式中工作， 输出功率也是Pout1/2*Lp*Ipk 2 *Fsw。 0015 虽然Fsw是固定并恒定的，但Ipk的值在高电源输入电压时将典型的更高。 0016 比较器和驱动电路也将具有一定延迟。由于峰值电流在高电源时比在低电源时增 加更快，dIpk/dtVmains/L

13、p，延迟将会在与低电源相比的高电源时产生更高的峰值电流 水平。 0017 图3中示出了电压Visense的增加和I T1 的增加。当达到电压Vipk时，在开关关 闭并且使电流I T1 回零并因此Visense回零之前出现恒定的延迟“比较器延迟”。 0018 为了防止过热以及安全的原因，在许多应用中需要在高电源和低电源电压时最大 输出功率是一样的。 0019 为了补偿输出功率的变化，可以测量主输入电压并引入补偿信号。WO02/231953公 开了一种开关模式电源，其中采用第三变压器绕组测量主输入电压(线电压)。 0020 需要监测主电压水平则需要控制器处理额外的信号，这增加了电路的复杂性并且 增

14、加了建立信号传导的数量。 发明内容 0021 根据本发明，提供的开关模式电源，包括： 0022 用于连接至整流的干线电源的输入， 0023 在干线侧上具有初级绕组并在直流输出侧具有次级绕组的变压器； 0024 用于控制在变压器的初级绕组中的电流的开关元件； 0025 与开关元件串联连接的感测电阻器； 0026 用于根据取决于感测电阻器的感测电压控制开关元件的反馈控制系统， 0027 其中反馈控制系统是集成电路的一部分，并且变压器位于集成电路的外部。 0028 其中集成电路还包括用于将感测电压的变化率转换成电压水平的检测装置(40)， 并因此得到表示干线电压的电压信号(Vipk max)。 00

15、29 本发明提供基于感测电压的变化率驱动主电压水平的一种新方法，这已经用作反 馈控制系统的一部分。这意味着不需要采用额外的信号。 0030 在一个装置中，开关元件和感测电阻器位于集成电路的外部，并且将感测电压提 供至集成电路的感测管脚。 0031 这个装置重新使用用于电流检测的管脚以派生信号给干线电压指示。在前述的集 成电路中，测量主电压典型地需要用于接收表示主电压的信号的输入管脚。对于集成电路， 如果管脚的数量被限制这将变成一个问题。 0032 本发明可用于对不同的主电压水平提供恒定功率。检测装置用于检测基于用于测 量感测电阻器上的电压变化的管脚上的信号的干线电源电平。 0033 该检测装置

16、包括电容器和测量流经该电容器的电流的电路。作为回应，电路根据 流经电容器的电流调整流经开关元件的最大电流水平。 0034 优选的，反馈控制系统包括用于比较感测电压与参考电压并根据比较结果控制置 位复位锁存器的比较器。 说 明 书CN 102843042 A 3/6页 6 0035 在一个示例中，检测装置包括与感测电压连接的电容器，以及将流经电容器的电 流复制到检测电阻器的电流镜电路。流经电容器的电流与依次取决于主输入电压的电平的 电压的变化率成正比。 0036 因此感测电阻器上的电压包括用作主电压的量度的检测器电压。 0037 比较器参考电压可以从检测器电压获得，以便主电压变成反馈环路中的控制

17、参 数，例如为了提供恒定的输出功率。 0038 提供选择单元，选择检测器电压和与正常调节电流水平对应的电压中(例如最 小)的一个作为比较器参考电压。 0039 在另一个示例中，在感测电阻器的端子和感测电压之间提供补偿电阻器。这可以 位于集成电路的外部以便改变该补偿电阻器从而改变电路的性能。 0040 这用于在反馈控制环路中产生可变的压降，改变开关断开的定时。用这种方法，更 大的主电压将造成变压器初级绕组更早断开。 0041 那么，检测装置可以包括与感测电压连接的电容器、对电容器的端子之一上的电 压采样的采样和保持电路、以及用于驱动流经补偿电阻器的电流的电压至电流转换电路。 0042 这个采样操

18、作用于周期性更新该电路以遵循主电压水平中的变化。 0043 那么，反馈控制系统可以包括第二比较器，其中比较器和第二比较器用于将感测 电压分别与各自的参考电压相比较，其中提供置位复位锁存器用于接收两个比较器输出并 产生用于采样和保持电路的采样信号。这提供了一种用于控制采样过程的时间的机械装 置。 0044 本发明也提供一种控制开关模式电源的方法，包括： 0045 转换干线电源输入为直流输出； 0046 采用开关元件控制变压器的初级绕组中的电流与检测电阻的耦合； 0047 采用作为集成电路的一部分并接收感测电阻器电压的反馈控制系统，根据电流控 制开关元件， 0048 其中该方法还包括将感测电压的变

19、化率转换为电压水平，并因此得到表示干线电 压的电压信号。 附图说明 0049 现在将参考附图详细说明本发明的示例，其中： 0050 图1示出了已知的开关模式电源； 0051 图2和3是示出图1的电路的操作的时序图； 0052 图4示出了本发明的开关模式电源的第一示例； 0053 图5是示出图4的电路的操作的时序图； 0054 图6示出了本发明的开关模式电源的第二示例； 0055 图7是示出图6的电路的操作的时序图； 0056 图8示出了由图4的示例稍做修改的本发明的开关模式电源的第三示例；以及 0057 图9示出了另一个由图4的示例稍做修改的本发明的开关模式电源的第四示例。 具体实施方式 说

20、明 书CN 102843042 A 4/6页 7 0058 本发明提供一种电源，其中基于与用于反馈路径控制电源的切换的相同的信号提 供过功率保护装置。这意味着不需要向控制电路提供额外的信号以实现干线过保护装置。 0059 例如，目前的解决方案对过功率保护装置(OPP)采用额外的管脚。采用辅助绕组 通过变压器检测主输入电压。然后通过专用管脚上的电阻分压器测量该电压。专用管脚与 过功率保护电路内部连接，该过功率保护电路限制通过独立感测管脚测量的流经感测电阻 器Rsense的峰值电流。 0060 本发明能够使用相同的信号和相同的管脚用于电流检测和主输入电压检测。在前 述的解决方案中通过测量经过电阻器

21、Rsense的电压可以实现电流检测。然而，通过测量电 流感测电阻器上的电压的变化率(dV/dt)可以实现主输入电压检测。不需要额外的的管 脚。 0061 在图4中示出了本发明的电路的第一示例。 0062 在区域40中的电路元件实施了本发明的检测方法。 0063 当开关S1开启时，通过变压器绕组的电压变化如VLdi/dt。由于电流建立，通 过变压器绕组的电流的恒定变化率di/dt(如图2中所示)与主电压水平V成正比，并且这 被翻译成在感测管脚上的恒定电压变化dV/dt(因为电压遵循与电流的比例为Vsense I.Rense)。因此，经过电阻器的电压变化的量级与主电压成正比，因为电流的变化率与主电

22、 压水平成正比。 0064 需要注意的是，由于感测电阻器具有很小的值并且由反馈电路处理的电压与主电 压水平相比是非常小的，所以经过感应器的电压几乎是整个电压。 0065 电容器42用于检测经过感测电阻器Rsense的电压的变化率dV/dt。流经电容器 42的电流为IC 42 *dV/dt。 0066 对于恒定的主输入电压，这对选定的应用是恒定的电流值。 0067 为了补偿所需的正确的极性，电流被电流镜电路44(按照比例可以是1但不是必 须是)反射。 0068 输出电阻器46转换电流为电压。Vipk_maxVmax-I*R 46 。 0069 因此，该电路执行若干转换： 0070 -该电路将变压

23、器绕组电流的恒定斜率转换为感测电阻器上的电压的恒定变化率 (这已经由图1中的感测电阻器实现)； 0071 -该电路采用电容器42将电压的恒定变化率转换为恒定电流； 0072 -该电路采用电阻器46将恒定电容器电流转换为恒定电压。 0073 用这种方法，本发明的电路发送一个信号至感测管脚47，该电路包括与总线电压 没有直接关系的电压并且将这个电压转换为线电压的量度的信号。集成电路的边界还是 PWM电路10的边沿上。 0074 提供至比较器16的参考电压是Vipk_max和Vipk的最小值，并且这个最小值从单 元48获得。 0075 这意味着当检测到没有过功率状态时，反馈系统以图1中完全相同的方式

24、工作。 0076 如果检测到过功率状态，流经电容器42的恒定电容器电流将增加，并且在电阻器 46底部的电压将下降。当压降低于值Vipk时，反馈系统将会比正常反馈系统出现这种情况 更早切断开关S1。因此，实现了过功率保护装置。 说 明 书CN 102843042 A 5/6页 8 0077 电路的其余的组件与图1中的相同。如图1的电路，Vipk是与正常调节电流水平 对应的感测电阻器电压，并且可以从反馈/控制电压Vfb获得。反馈/控制电压输入具有 专用管脚。 0078 在图5中为高电源电压和低电源电压描绘出了信号“Vipk_max”、“Visense”和 “blank”。 0079 在高电源电压时

25、在Visense上的电压的变化率dV/dt比低电源时更大以便Vipk_ max是更低的电压。因此，现在在Visense上的峰值电压在与低电源相比的高电源电压时更 低(Delta Vsense)。如图所示，这是因为在高电源电压时，信号Vipk_max降至更低水平，并 且如果这是使得反馈环路断开开关S1的因素，那么这将出现在Visense的更低的电压处。 0080 图5示出当Visense达到Vipk_max时开关的两种状态。当然，也许不需要过功率 保护装置，在这种情况下信号Vipk(未在图5中示出)将以传统方式控制开关。 0081 曲线Vipk_max的形态将取消增加输出功率的影响。 0082

26、如上所述，当开关S1接通时，在图5中也示出的消隐信号典型地需要消除Visense 上的峰值。当S1接通时，这个峰值从流经S1和Rsense的C1的放电获得。 0083 C1可以是实施中的真正的电容器或者是杂散电容器。 0084 在图4中的消隐信号用于在S1接通时防止错误的信号。 0085 如果电路是集成电路，在图4中的实施例提供一种固定补偿，因为电容器42和电 阻器46的值不能在应用中调整。 0086 在图6中示出更加先进的实施例。 0087 转换过程是相同的，也就是变压器绕组电流的恒定斜率转换为感测电阻器上的电 压的恒定变化率，然后采用电容器42转换为恒定电流以及转换为恒定电压。然而，用于改

27、 变反馈控制环路的机械装置是不同的并且在环路中采用具有可控电压的电阻器。这个电阻 器也位于集成电路的外部。 0088 在图6中由感测电压Visense的电压变化率dV/dt产生的恒定电流被测量并且存 储为采样和保持电容器60的电压。 0089 如图4的示例中所示电流流经电容器42并且通过采样和保持电阻器61产生电 压。 0090 电流转换器62的电压通过驱动流经串联电阻器64的电压将采样和保持电容器60 上的电压转换为直流电流(因为没有电流流向比较器的输入)。 0091 在采样时刻，在电容器42和电阻器61之间电压被切换至转换器62(并由电容器 60保持)。 0092 串联电阻器64意味着感测

28、电压Visense在这种情况下不是感测电阻器Rsense上 的电压，因为补偿压降Vcomp流经串联电阻器64。 0093 感测电阻器比电阻器64要小的多。例如，感测电阻器可以定为100m而电阻 器64可以定为10k。由于恒定电容器电流给定流经电阻器64的恒定压降，感测电阻器 (Vsense)上的电压变化率dV/dt映射到电容器42上的相同的电压变化率dV/dt。 0094 由转换器62产生的额外电流改变流经电阻器64的压降，以便流经电阻器64的压 降取决于主电压水平。用这种方式，基于主电压再次通过改变产生用于置位复位锁存器14 的Reset输入的比较器68的输入电平改变了反馈控制路径。 说 明

29、 书CN 102843042 A 6/6页 9 0095 如同边界66，示出串联电阻器64位于集成电路的外部。通过调整电阻器64的值， 可以根据应用选择补偿方式，因为电阻器64的值将改变由不同的主电压水平产生的阶跃 电压变化(the step voltage change)。 0096 这种方法不会改变电路的功率能力，因为电阻器Rsense没有变化。 0097 比较器68执行与图1中的比较器16相同的功能，并且接收值Vipk和Visense(虽 然具有应用为主电压的功能的一步骤)。 0098 控制由转换器62产生的电流的采样和保持功能，由比较器68、第二比较器70和置 位复位触发器72驱动。

30、0099 两个比较器68和70以及触发器72实质上执行可以由许多其它电路实现的脉冲 生产功能(pulse generation function)。 0100 第二比较器70具有与比较器68稍微不同的参考电平/定时。区别是由偏移电压 Voffset造成。在另一个实施例中，采样时刻可以在Visense信号的斜率上的不同时间，但 只需在消隐时间之后，因为当检测信号需要消除时该检测信号不具有涉及主输入电压的电 压斜率。 0101 置位复位触发器72的输出控制采样功能。 0102 在图7中示出对于低电源和高电源的有关信号。 0103 在采样时刻之间，电压至电流驱动器传递恒定电流，而在电容器60上保持的

31、电压 超过这段时间保持恒定。在电容器60上的电压周期性地更新，以便可以遵循主电压的变 化。 0104 如上所述，感测电压Visense具有相对于感测电阻器Vsense上的电压的偏移 Vcomp。在高电源时补偿电压更大。这将会降低流经感测电阻器的峰值电流，因为比较器68 将更早切换(Visense更早达到Vipk)，然后这补偿增加输出功率的影响。 0105 在图4和图6的示例中，开关S1和电阻器Rsense位于集成电路外部。然而，感测 电阻器和/或开关可以位于集成电路内部，并且本发明保持了使一个单一信号用于多个控 制目的的优势。 0106 图8示出对图4的修改，其中感测电阻器Rsense和开关S

32、1是PWM集成电路10的 一部分。图9示出对图4的修改，其中开关S1是PWM集成电路10的一部分并且感测电阻 器Rsense位于集成电路外部。 0107 电路的各种示例已给出，但是其它也是可能的。本发明使用现有的Vsense信号并 且处理该Vsense信号以获得表示主电压水平的信号。那么，可以采用各种不同的方式改变 反馈控制以提供过功率保护装置。 0108 从研究附图、公开文献和所附权利要求，本领域的熟练技术人员在实践所要求的 发明时可以理解和实施已公开的实施例的其它变型。在权利要求中，词“包括”不排除其它 元件和步骤，并且不定冠词“一”或“一个”不排除多个。事实是某些措施在相互不同的附 属权

33、利要求中被列举，并不表示这些措施的组合不能用于改良。在权利要求中的任何参考 符号不应当解释为限制发明范围。 说 明 书CN 102843042 A 1/7页 10 图1 图2 说 明 书 附 图CN 102843042 A 10 2/7页 11 图3 图4 说 明 书 附 图CN 102843042 A 11 3/7页 12 图5 说 明 书 附 图CN 102843042 A 12 4/7页 13 图6 说 明 书 附 图CN 102843042 A 13 5/7页 14 图7 说 明 书 附 图CN 102843042 A 14 6/7页 15 图8 说 明 书 附 图CN 102843042 A 15 7/7页 16 图9 说 明 书 附 图CN 102843042 A 16